<p>The concept of software-defined radio (SDR) holds great promise. The idea behind SDR is to move software as close to the antenna as possible. This can improve flexibility, adaptability and reduce the time-to-market. This thesis covers the evaluation of algorithms for implementing IEEE 802.15.4 physical layer. In collaboration with a digital circuit designer some of these algorithms were chosen and formed a basis for a DSP architecture optimized for low-complexity, low-power radio standards. The performance of a implementation using these algorithms were then evaluated by means of analytical computations and by simulation</p>

<p>Power consumption becomes more important as more devices becomes embedded or battery dependant. Multipliers are generally complex circuits, consuming a lot of energy. This thesis uses Sand's multiplier generator, made for his master thesis, as a basis. It uses tree structures to perform the multiplication, but does not take power consumption into account when generating a multiplier. By adding power optimization to the generator, multipliers with low energy consumption could be made automatically. This thesis adds different reduction tree algorithms (Wallace, Dadda and Reduced Area) to the program, and an optimal algorithm might be found. After the multiplier tree generation, an optimization step is performed, trying to exploit the delay and activity characteristics of the generated multiplier. A simplified version of Oskuii's algorithm is used. To be able to compare the different algorithms with each other, a pre-layout power estimation routine was implemented. The estimator is also used by the post-generation optimization. Since accuracy is important in an estimator, the delay through a multiplier was also investigated. Taking the previous mentioned steps into account, we are able to get a 10% decrease in overall power reduction in a 0,18/0,15um CMOS technology, reported by "IC Compiler". Delay characteristics of a multiplier is also supplied, and can be used by other power estimators. This thesis shows how to achieve less power consumption in multipliers. It also shows that the delay model is important for estimation purposes, and how an estimator is used to optimize a multiplier. The findings in this thesis can be used as is, or be used as a basis for further study.</p>

<p>A research group at the Norwegian University of Science and Technology plan to integrate Capacitive Micromachined Ultrasonic Transducers (CMUTs) in a probe which can be used to image human blood vessels from the inside. With CMUT technology still being in its youth, it is important to characterize different CMUT prototypes to learn which design is best suited for the probe. In this thesis, a network analyzer and a heterodyne interferometer are used to characterize two prototypes, both electrically and optically. The heterodyne interferometer was proven to be extremely sensitive and thus a valuable tool when investigating the behaviour of single CMUT cells. Measurements revealed that the cells within both the CMUT arrays had different resonance frequencies. This effectively broadens the band widths of the prototypes, but reduces their maximum acoustical output power, given that all the cells operate at the same frequency. It was found probable that the CMUT characteristics were influenced by how charges moved within the prototypes. These charging effects are quite complex and would in practice make it hard to predict where the centre frequency of the CMUT array lies from time to time. The vibration pattern of most the cells at their respective resonance frequencies looked healthy both in air and immersed in a liquid when measuring with the interferometer. Immersed, the resonant frequency range of the CMUT become wider, but the peak was located at a lower frequency than in air. The next CMUT prototype to be tested in the future does not fit into the experimental setup. A plan to adapt the setup has been presented in this thesis, making it more practical to handle different samples. This design would also make it easier to investigate crosstalk effects between neighbouring CMUT elements within the arrays. Knowledge aquired in this thesis will hopefully help researchers figure out which areas of the CMUT design have the potential to be improved.</p>

<p>Three algorithms for video scaling were developed and tested in software, for implementation on an FPGA. Two of the algorithms were implemented in a video scaler system. These two algorithms scale up with factors 1.25 and 1.875, which is used for scaling SD WIDE to HD resolution and SD WIDE to FullHD resolution, respectively. An algorithm with scaling factor 1.5, scaling HD to FullHD, was also discussed, but not implemented. The video scaler was tested with a verilog testbench provided by ARM. When passing the testbench, the video scaler system was loaded on an FPGA. Results from the FPGA were compared with the software algorithms and the simulation results from the testbench. The video scaler implemented on the FPGA produced predictable results. Even though a fully functional video scaler was made, there were not time left to create the necessary software drivers and application software that would be needed to run the video scaler in real time with live video output. So a comparison of the output from the implemented algorithms is performed with common scaling algorithms used in video scalers, such as bilinear interpolation and bicubic interpolation. This thesis also deal with graphics scaling. Some well-known algorithms for graphic scaling were written in software, including a self-made algorithm to suit hardware. These algorithms were not implemented in hardware, but comparison of the results are performed.</p>

<p>Hovedmålet med denne oppgaven har vært å undersøke hvordan effektiviteten og lineariteten til en konvensjonell forsterker kan bedres ved å gjøre nytte av Dohertyteknikken. Utgangspunktet for oppgaven var en tidligere prosjektoppgave, der forskjellige simuleringer for en Dohertyforsterker var foretatt. Tanken var å etterprøve resultatene i denne oppgaven, for så å realisere en forsterker på bakgrunn av disse simuleringene. Etter hvert ble det gått noe bort fra dette, siden enkelte momenter var vanskelige å gjennomføre i praksis. Dessuten ble arbeidsfrekvensen økt fra 1MHz til 10MHz. Undertegnede hadde ikke så mye erfaring med Dohertyteknikken før arbeidet tok til, derfor ble det innledningsvis fokusert på å sette seg inn i generell forsterkerteori, og naturligvis Dohertyteknikken spesielt. Ved siden av dette ble det brukt en del tid på å sette seg inn i simuleringsverktøyet ADS. Simuleringene og målingene kan deles inn i fire deler, der følgende elementer ble undersøkt: Hovedforsterker uten π-nettverk, hovedforsterker med π-nettverk, inngangseffektdeler, og fullstendig Dohertyforsterker. En klasse B-forsterker ble valgt som hovedforsterker, mens peakforsterkeren ble forspent i klasse C. Simuleringene viste at en forbedring i PAE på 5 prosentpoeng skulle være mulig med Dohertyforsterkeren i forhold til en konvensjonell klasse B-forsterker ved 6dB back-off. Lineariteten ble også forbedret ifølge simuleringene, i og med at 1dB-kompresjonspunktet ble forskjøvet fra 7dBm til 12dBm inngangseffekt. Det ble tidlig klart at målingene tilkjennega en annen oppførsel enn simuleringene. Spesielt er det verdt å nevne at den målte drainstrømmen hadde store avvik i forhold til det som ble simulert, der det største avviket var på hele 63.5%. En annen faktor som virket negativt inn på Dohertyforsterkerens egenskaper var tapet gjennom hovedforsterkerens π-nettverk, der et tap på hele 4.2dB ble observert. Inngangseffektdeleren hadde også et tap, men symmetriegenskapene til denne var tilfredsstillende. Som følge av de momentene som er nevnt over, ble den totale forsterkerens oppførsel dårligere enn forventet. PAE til Dohertyforsterkeren var på 30.3% ved 1dB-kompresjonspunktet, mens den ble målt til 38.9% for hovedforsterkeren alene. Lineariteten ble derimot bedret, da kompresjonspunktet ble økt fra ca 15dBm inngangseffekt for hovedforsterkeren, til 22dBm inngangseffekt for Dohertyforsterkeren.</p>

<p>Sammendrag Det har etter hvert blitt et stort problem for nødsentralene at personer som ringer inn ikke vet hvor de er eller hvor ulykken befinner seg. En har også flere ganger lest i avisene om nødsentraler som sender ambulanser og brannbiler feil, på grunn av like stedsnavn. Det er dette som er grunnlaget da Federal Communications Commission (FCC) begynte å stille krav til nettverksleverandører for mobilkommunikasjon, om mulighet for posisjonering av mobilterminaler når disse ringer nødsentralene. Det er i denne sammenheng man forsker på AssistertGPS-løsninger (AGPS). Kravene som FCC har stilt ovenfor nettverksleverandørene har vist seg å være vanskelig å oppfylle, noe som medfører at de fleste nettverksleverandører har fått utsettelse på fristen. AGPS-løsningen som er diskutert i denne rapporten er et prosjekt, som tidligere ble startet av Telenor R&D. Høsten 2005 tok jeg over utviklingen av dette prosjektet igjennom først en prosjektoppgave, og våren 2006 også som masteroppgave. Selve utviklingen av applikasjonene har vist seg å være vanskeligere enn først forventet. Spesielt problematisk har det vært å utvikle klientapplikasjonen. Klientapplikasjonen kjøres på en Nokia 12 M2M GSM-modul, og er utviklet i Java. I klientapplikasjonen kan man ikke bruke en fullstendig versjon av Java, men den mindre, og forenklede, versjonen Java MicroEdition. Det var også et problem med formattering av dataene som sendes ifra AGPS-serveren slik at disse skal passe inn i den proprietære UBX protokollen. Dette gjorde at noen snarveier måtte tas, for å ferdigstille løsningen. For å verifisering av at løsningen virker etter hensikten er det utført en rekke tester i Trondheim sentrum, både utendørs og innendørs. Parameterne det er valgt å fokusere på er, foruten den selvsagte Time-To-First-Fix (TTFF), posisjonsnøyaktigheten til den første posisjonsmålingen etter 3D-fix, samt den samme nøyaktigheten etter 100 sekunder. Alle testene viste en betydelig forbedring av TTFF ved bruk av AGPS, i forhold til målingene uten bruk av AGPS. Dette er et tegn på at løsningen fungerer etter hensikten. Selv om leverandøren av GPS-mottakeren antyder at TTFF kan reduseres ned til omtrentlig 24 sekunder, har en ikke greid å oppnå målinger på dette lave nivået. Det har forekommet målinger av TTFF ned mot 24 sekunder, men gjennomsnittlig ligger målingene noe over. Posisjonen gitt av GPS-mottakeren ved 3D-fix er det også valgt å se nærmere på. Grunnen til dette er at det er denne posisjonen som må sees opp mot FCCs krav, om at posisjonen gitt av en AGPS-løsning må ha en nøyaktighet som må være bedre enn 50 meter for 67 % av tiden (σ), og 150 meter for 95% av tiden (2σ). Under testingen viser det seg at posisjonene som blir målt sjelden oppfyller disse kravene. Noen ganger kan dette forklares med egenskaper på målelokasjonen, som skyggevirkning og refleksjoner, men ikke alltid. Det antas også at en antatt posisjon til AGPS-klienten, som sendes over i AGPS-meldingene har innvirkning på dette.</p>

<p>Denne rapporten dokumenterer utviklingen av en lavkost treghetsnavigasjonsmodul. Rapporten tar for seg prosessen fra valg av komponenter til ferdig prototyp. Treghetsnavigasjonsmodulen er designet for å kunne integreres med en GPS-mottaker. Det som i hovedsak har blitt behandlet i denne rapporten er design av treghetsmodul, kalibrasjon, utvikling av navigasjonsalgoritme ved hjelp av skrogfaste navigasjonsligninger og test av ferdig system med tilhørende analyse av system som helhet og de enkelte komponenter. Utviklingen av programvare i prosjektet har bestått av to deler. Det er utviklet et C-program for en mikrokontroller, som styrer systemet med blant annet punktprøving av data fra alle sensorer og et USB-grensesnitt for kommunikasjon med PC. Det er i tillegg utviklet flere Matlab-program for blant annet innhenting av sensordata, analyse av sensordata, samt et program for utregning av posisjons- og attitydeforandring i sanntid eller som etterprosessering. Resultatet av oppgaven er en håndholdt prototyp navigasjonsenhet bestående av GPS og treghetsnavigasjon. Treghetsnavigasjonsenheten måler vinkelrate og akselerasjon langs tre akser ved hjelp av gyroer og akselerometere. Treghetsmodulens ytelse slik den fremstår i dag er imidlertid så dårlig at det ikke er sett som hensiktsmessig å lage funksjoner for integrasjon med GPS-data. For å øke ytelsen til treghetsmodulen må komponentene analyseres nærmere (spesielt gyroene), bedre kalibrasjons- og kompenseringsrutiner må implementeres. Til slutt i rapporten er det nevnt noen forslag til hva som bør gjøres videre.</p>

<p>Etter flere års arbeid med veistøy har det blitt registrert fellestrekk i ulike veitrafikkstøyspekter. Alle veitrafikkstøyspekter har en frekvenstopp ved lave frekvenser som ligger mellom 50-100 Hz. Deretter følger en bunn i frekvensspekteret mellom omtrent 100-500 Hz før det kommer en ny frekvenstopp ved 1 kHz som forårsakes av dekkstøy. Målet med oppgaven er å finne årsaken til frekvenstoppen mellom 50-100 Hz, samt å se på om frekvenstoppen har stor innflytelse på innendørs støynivå beregnet med entallskarakteristikk. For å finne årsaken til frekvenstoppen ved lave frekvenser er det sett på 2 hypoteser. Den første hypotesen foreslår interferens mellom direkte lyd og første refleksjon fra bakken som årsak til frekvenstoppen. Den andre hypotesen forslår motorstøy som årsak til frekvenstoppen og at motorens grunntone gir senterfrekvensen til frekvenstoppen. Beregningene benyttet for å teste Hypotese 1 viser at den kan forkastes siden resultatene ikke samsvarer med virkeligheten. Hypotese 2 støttes opp om informasjon om motorer og ligningen som gir grunntonen til motoren. f0=((opm/2)*x)/60 f0 angir grunntonen, opm er turtallet på motoren i omdreininger per minutt og x er antall sylindere. Undersøkelser av 25 målte veitrafikkstøyspekter for hastigheter over 50 km/t viser at alle støyspektrene har en frekvenstopp med senterfrekvens i 63 Hz- eller i 80 Hz-oktavbåndet. Som en direkte følge av ligningen som angir grunntonen til motoren er det gjort undersøkelser både av hastigheter ved målestedene og av hva som er den mest vanlige motoren i Norge i dag. Undersøkelsene viser at det er en dominans av lette kjøretøy med firesylindret bensinmotor som vil ha turtall i området 2000-2500 opm ved vanlig kjøring. Det er en betydelig andel kjøretøy med dieselmotor i Norge. Dieselmotorer har turtallsområde som ligger rundt 1500-2000 opm ved vanlig kjøring. Bidraget fra dieselmotorene fører til at noen veitrafikkstøyspekter har en bredere frekvenstopp. Tunge kjøretøy med dieselmotor har 6 eller 8 sylindere og har også et turtallsområde rundt 1500-2000 opm ved vanlig kjøring. Da vil grunntonen ifølge ligningen ligge fra omtrent 80 Hz og oppover. Dieselmotorer med 4, 6 eller 8 sylindere vil bidra til at frekvenstoppen er bredere enn dersom det bare hadde vært bensinmotorer med 4 sylindere på veien. Markerte frekvenstopper kan oppstå ved at frisiktslinjen mellom kilde og mottaker er skjermet. Når frisiktslinjen er skjermet kan det oppstå demping helt ned til 80 Hz og da vil dempingen få frekvenstoppen til å se smalere ut enn den egentlig er. Toppen ved lave frekvenser og toppen ved 1 kHz har klart definerte kilder og vil ha et høyere lydtrykksnivå enn generell støy og vil derfor naturlig danne en bunn i spekteret mellom seg. Det er utført sanntids FFT-analyse av lydfiler tatt opp under måling av veitrafikkstøyspekter. Analysen viser at grunntonen til en motor som øker turtallet er opphav til en frekvenstopp som flytter seg oppover i frekvens med økende turtall. Dette anses som et direkte bevis på Hypotese 2. Det er utført 2 feltmålinger for å undersøke om det er mulig å forutsi hvordan veitrafikkstøyspekteret vil se ut for et gitt målested. Feltmålingene viser at ved hjelp av ligningen som angir grunntonen, informasjon om målestedet som hastighet og veitype og empiri kan det med rimelig nøyaktighet forutsies hvordan veitrafikkstøyspekteret vil se ut for et gitt målested. Det er utført entallskarakteristikkberegninger med reelle veitrafikkstøyspekter og glattede standardspekter fra Byggforsk Håndbok 47 [Homb et al., 1999] for å se om standardspektrene gir et godt nok bilde av virkeligheten. Det er ikke benyttet reduksjonstall for konstruksjoner i beregningene, men i stedet er det brukt 5 reelle nivådifferansespekter og et midlet nivådifferansespekter for å beregne entallskarakteristikkene. Beregningene viser at det er neglisjerbare avvik mellom reelle veitrafikkstøyspekter og standardspektrene når entallskarakteristikken beregnes med et midlet nivådifferansespekter. Når entallskarakteristikken beregnes med reelle nivådifferansespekter kan det oppstå avvik opptil 5 dBA når reelle veitrafikkstøyspekter og standardspekter sammenlignes. Dette viser at det er viktig å være kritisk til beregninger med glattede standardspekter. Ved å samle inn mer data om veitrafikkstøy under 50 km/t og over 90 km/t vil ligningen for grunntonen og empiri kunne brukes med større nøyaktighet for å forutsi formen på veitrafikkstøyspekteret.</p>

<p>Radiolinjene som benyttes til militære formål består blant annet av et dupleksfilter. Filteret slipper gjennom ønsket signal. Det benyttes i dag et stort og tungt mekanisk justerbart hulromresonatorfilter. Et ønske om å få ned vekt, kompleksitet og pris på dette filteret, førte til denne oppgaven. Ved hjelp av programmet Agilent Advanced Design System er det foretatt simuleringer og beregninger på en alternativ teknologi. Et hårnålsfilter basert på mikrostripteknologi har blitt utviklet. Teoretiske beregninger ga grunnlag for et fjerdeordens filter. Filteret hadde smal båndbredde og lite passbåndsdempning, men for dårlig stoppbåndsdempning. Etter vurdering av hvilke krav som var mest viktige, ble sluttresultatet et filter av sjette orden. Filteret holder kravene som er gitt til stoppbånd, og har i tillegg noe lavere dempning enn det som ble teoretisk beregnet. Det viste seg at denne konstruksjonen hadde den mest stabile filterkarakteristikken ved elektrisk justering av senterfrekvensen. Senterfrekvensen på filteret vi utviklet er 1410 MHz. Filteret benytter variable kapasitanser, varactordioder, for å justere senterfrekvensen, som gir et justeringsområde på 1410 MHz ± 4,3 %. Varactordiodene kontrolleres ved å variere en negativ forspenning mellom 10 og 29 volt. Det er planlagt at dette filteret skal inngå i en filterbank av liknende filtre, med overlappende senterfrekvens mellom 1410 MHz og 2600 MHz. Det kreves i alt ni filtre for å dekke dette frekvensområdet. Båndbredden og dempningen i passbåndet til den ferdige konstruksjonen ble større enn ønsket. Filteret vil fortsatt være aktuelt for radiolinjesystemer på grunn av størrelsen, robustheten og produksjonskostnaden.</p>

<p>Denne rapporten bygger på arbeidet som er gjort i forbindelse med en FPGA plattform for AHEAD prosjektet. Teori og arbeid i rapporten er bygd rundt den valgte FPGA utviklingsplattformen Suzaku-S. Rapporten begynner med litt beskrivelse av AHEAD og systemet, samt en motivasjon med forklaring av hva dette kan brukes til. Videre går en inn på litt teori om hvilke krav som stilles til slike systemer og hvilke av kravene som er tilfredsstilt ved valget av den nevnte utviklingsplattform. Rapporten inneholder videre en dokumentasjon på arbeidet som er utført og en forklaring på hvordan den ferdige versjon 1 av AHEAD plattformen virker. Resultatet er altså en ferdig FPGA-plattform uten ekstern mikroprosessor, der en heller valgte å bruke FPGAens interne prosessor. Plattformen inngår i en verktøykjede som inneholder utviklings-PC, FPGA-plattform og http-server. Mikroprosessoren i FPGAen kjører en tilpasset uClinux som operativsystem. uClinux er tilpasset spesielt denne prosessoren og dette systemet, og er kompilert på utviklings-PCen. FPGA-plattformen som er implementert er en html/script-basert AHEAD-server. Det vil si at plattformen bruker html kode og en webserver som grensesnitt, samt linker til script for å lage funksjonalitet på plattformen som kan styres eksternt. Den endelige FPGA-plattformen implementerer en dynamisk rekonfigurering styrt eksternt, med to forskjellige maskinvare konfigurasjoner. Resultatet av en aritmetisk operasjon er vist i et webservet grensesnitt, der en kan velge å laste ned en adderende maskinvarekonfigurasjon, og en subtraherende maskinvarekonfigurasjon. Resultatet av operasjonen er da selvfølgelig avhengig av hvilken maskinvarekonstruksjon som er lastet ned til FPGAen. En del av dokumentasjonen i rapporten er direkte skrevet for eventuelt videre arbeid med akkurat denne utviklingsplattform og de designverktøy som er brukt. Det er gitt forslag til hva det kan være lurt å jobbe videre med, og hvilke oppgaver som må prioriteres for å komme nærmere et ferdig AHEAD system. Til slutt er det gitt en konklusjon av arbeidet og hvordan fremdriften har vært.</p>