<p>Sammendrag</p>

<p>Masteroppgaven har hatt som formål å videreutvikle en tidligere utviklet 3D delbåndskoder for video. Videreutviklingen har medført at den foreslåtte koderen kan benytte seg av høyere ordens statistikk, samt betingete sannsynligheter mellom ulike symboler. Dette er gjort ved at en mer egnet kodingsmetode i lavpassdelbåndet er valgt, samt at en kontekstbasert, adaptiv, binæraritmetisk koder (CABAC) er implementert. Den foreslåtte koderen benytter diskret cosinus transformasjon (DCT) for temporal dekomposisjon, samt en romlig dekomposisjon bestående av en 64-delbånds ikke-unitær filterbank med oktavbånd dekomposisjon i inntil tre nivåer i lavpassdelbåndet. Det dekomponerte signalet blir kvantisert med en skalar kvantiserer med dødsone, hvor dødsonen angir størrelsen på nullområdet. Grunnet effektkorrelasjonen mellom bildepunkter i de ulike nivåene i lavpassdelbåndet, kodes denne informasjonen med en modifisert utgave av "zerotree" koding. De resterende delbåndene kodes vha. zig-zag skanning og CABAC. Fordelen med denne delingen er at den foreslåtte koderen får utnyttet effektkorrelasjonen mellom nabobildepunkter innad i delbåndene (intrabånd effektkorrelasjon), effektkorrelasjonen mellom bildepunkter i de ulike delbåndene (interbånd effektkorrelasjon), samt det faktum at de fleste kilder har et fallende effektspekter. Ved å velge bort bevegelseskompensasjon, senkes kompleksiteten i den foreslåtte koderen, samtidig som den romlige dekomposisjonen kan utføres mer effektivt i form av en filterbank. "Zerotree" kodingen og implementasjonen av CABAC gjør det mulig for koderen å tilpasse seg ulike kilder, samt hver kildes temporalt og romlig varierende lokale statistikk. Optimaliseringen av koderen viser at dens ytelse er sterkt avhengig av innholdet til orginalsekvensen. Den manglende bevegelseskompensasjonen medfører at koderen oppnår høyere ytelse for rolige sekvenser enn for sekvenser med mye objekt- og kamerabevegelser. Simuleringene viser også at koderens ytelse for rolige sekvenser er sterkt avhengig av antallet rammer den temporale dekomposisjonen utføres over. Sekvenser med mye bevegelser vil derimot oppnå lavere ytelse dersom antallet rammer i den temporale dekomposisjonen øker over et visst antall. Simuleringene viser at innføringen av CABAC medfører en bitratebesparelse på 10-20% sammenlignet med en referansekoder hvor blokkbasert aritmetisk koding er benyttet. Innføringen av CABAC medfører derimot en liten økning i kjøretiden, noe som tyder på at kompleksiteten i CABAC er noe høyere enn kompleksiteten i en vanlig aritmetisk koder. Dette skyldes i hovedsak at flere kontekstmodeller benyttes, samt at modellene er adaptive. Sammenligninger med den siste standardiserte koderen fra ITU-T/ISO/IEC H.264/AVC, viser at PSNR verdiene til den foreslåtte koderen ligger 1,5-2 dB lavere enn H.264/AVC main profile for sekvensen news. Den foreslåtte koderens ytelse for sekvensen foreman er 4-5 dB lavere enn H.264/AVC. Dette skyldes i hovedsak den foreslåtte koderens temporale dekomposisjon uten bevegelsesestimering.</p>

<p>Fraktale strukturer er en måte å lage antenner med interessante egenskaper, det kan være minityrisering av antenner eller multi/bred-båndsantenner. I masteroppgaven er Hilbertfraktalen brukt til å lage en miniatyrisert ubalansert antenne. Antennen er laget som en integret invertert F antenne. Hilbertfraktalantennen er sammenlignet med en antenne laget med en modifisert Minkowskifraktal. Minkowskifraktalantennen er en integret invertert L antenne. Begge antennene er ubalanserte og referert til 50 Omega kildeimpedans. ADS Momentum er brukt som simuleringsverktøy, og endelig struktur er funnet igjennom simuleringer. Antennene er blitt produsert, og det er målt impedansegenskaper på en automatisk nettverksanalysator og strålingsdiagram i antennehallen ved NTNU. Begge antennene er rundstrålende med gain tilnærmet -2,5 dBi for Minkowskifraktalantennen og -5,6 dBi for Hilbertfraktalantennen. Her er det brukt en monopol som referanseantenne. Hilbertfraktalantennen har båndbredde på 34 MHz, mens Minkowskifraktalantennen har båndbredde på 79 MHz. Antennene har areal på 0,962 cm^{2} for Hilbertfraktalantennen og 1,15 cm^{2} for Minkowskifraktalantennen. Resultatene er interessante med hensyn på arealbruk og antenneprestasjoner, og det anbefales videre arbeid med fraktaler som basis for miniatyrantenner. Videre arbeid bør gjøres med et annet simuleringsverktøy, da ADS Momentum ikke er egnet for strålingsproblem med endelig jord og endelig substrat.</p>

<p>Oppgaven har gått ut på å lage en high-end delta-sigma DA-konverter for FPGA. Prinsippet for en slik DA-konverter er at det analoge utgangssignalet genereres ved å lavpassfiltrere et 1-bit digitalt utgangssignal fra FPGA-kretsen. For å oppnå ønsket signalkvalitet ved den 1-bit representasjonen, krever dette at det benyttes oversampling og støyforming ved hjelp av en delta-sigma-modulator. I det 1-bit utgangssignalet er benyttet pulsbredde-modulasjon (PWM), som er gunstig med tanke på de ikke-ideelle egenskaper på utgangen av FPGA-kretsen og i det analoge lavpassfilteret. På bakgrunn av oppgavebeskrivelsen ble det satt som mål at DA-konvertern skal kunne oppnå THD+N bedre enn -100 dB, samt kunne benyttes med en samplerate på 44.1 kHz som tilsvarer CD-lyd. DA-konverteren er realisert i verilog. Simuleringer viser at denne vil kunne oppnå en THD+N på -98 dB, som nok kan anses som high end, mens DA-konverteren bare vil kunne benyttes med en samplefrekvens på rundt 20 kHz, som ikke kvalifiserer til denne betegnelsen. Målene i oppgavebeskrivelsen er altså bare delvis oppfylt.</p>

<p>Det er ønskelig med nøyaktig informasjon om fysiske egenskaper som beskriver havbunnen for å kunne modellere akustisk utbredelse i vannet. Det har i denne oppgaven blitt sett på global inversjon av geoakustiske parametere. Inversjonen blir sett på som et optimaliseringsproblem, som blir løst ved hjelp av genetiske algoritmer. Med genetiske algoritmer blir responsen fra en rekke forskjellige parametersett som beskriver miljøet beregnet parallelt for å estimere løsningen. En inversjonskode er skrevet i Matlab som bruker genetiske algoritmer som optimaliseringsmetode og en forovermodell for å kalkulere data tilhørende et sett geoakustiske parametere som beskriver havbunnen. Inversjonen ble utført ved å bruke syntetiske data og to eksempler ble gjennomført. Resultatet indikerer at det er mulig å utføre inversjon av geoakustiske parametere ved å bruke genetiske algoritmer.</p>

<p>Effektforsterkere er viktige komponenter i dagens telekommunikasjonsutstyr. I de fleste trådløse kommunikasjonssystemer står effektforsterkeren for en stor andel av det totale effektforbruket. Derfor er virkningsgraden, eller effektiviteten, til denne av stor betydning. Ved å redusere overlapp mellom strøm og spenning i transistor er det mulig å bedre effektiviteten til effektforsterkere betydelig. Dette er mulig ved å reflektere harmoniske frekvenser tilbake til transistoren med riktig fase. Dette gjøres i klasse F effektforsterkere, og gir vesentlig bedre effektivitet enn tilsvarende klasse AB og B effektforsterkere. Ved design av en klasse F effektforsterker ble det sett på hvilke egenskaper denne har i forhold til en tilsvarende klasse AB design. Begge effektforsterkerne ble designet for bruk i et Inmarsat-bånd ved 1,64GHz. Det ble benyttet en GaAs MESFET-effekttransistor, beregnet for bruk i L-bånd, i design og konstruksjon av begge effektforsterkerne. I designen av klasse F effektforsterkeren var det hensiktsmessig å bruke parasittiske effekter i transistoren som en del av designen, for å oppnå ønsket refleksjon av andre- og tredjeharmonisk. Det ble benyttet diskrete passive komponenter, med små tap og gode modeller, til design og konstruksjon. ADS-simuleringer viser at det er mulig å oppnå en effektivitetsgevinst på 10 prosentpoeng ved riktig refleksjon av andre- og tredjeharmonisk. Ved hjelp av simuleringer i ADS er den harmonisk tunede klasse F designen sammenlignet med en tilsvarende klasse AB effektforsterkerdesign. Her ser en at bedret effektivitet går på bekostning av båndbredde. Effektiviteten faller også raskere med økende avstand fra senterfrekvensen, enn hva som er tilfellet for klasse AB designen. Til tross for dette har klasse F designen tilsvarende lineære egenskaper som klasse AB designen. Etter hvert som størrelsen til de harmoniske vokser vil de bidra til en gradvis økning av effektiviteten, inntil klasse F kriteriet inntreffer når transistoren drives nær metning. Begge designene gir rundt 14dB forsterkning og leverer effekter i overkant av 1W. Simulert PAE er 55,1% for klasse F effektforsterkerdesignen, og 45,1% for tilsvarende klasse AB design. Begge designene ble konstruert, og målte resultater ble sammenlignet med de simulerte. Dette viser at transistormodellen, som ble brukt ved simulering i ADS, gir et veldig konservativt estimat av forsterkning og effektivitet. Ved reduksjon av forsterkning var det mulig å oppnå tilstrekkelig stabilitet for klasse AB effektforsterkeren, der PAE ble målt til 55,3%. Det viser seg også at det er forskjeller mellom simulerte og virkelige S-parametere til transistoren. Ved konstruksjon av klasse F effektforsterkeren er det essensielt andre og tredjeharmonisk ser riktig impedans fra transistorens strømkilde for å få riktig refleksjon. I tillegg må tilpasningsnettverket gi grunnharmonisk riktig impedans for høyest effektivitet. Uten god modell for transistor, og begrensede muligheter til å måle refleksjon av harmoniske, ble det med tilgjengelig tid ikke mulig å realisere den designede klasse F effektforsterkeren. I forbindelse med skriving av en artikkel, som vil bli forsøkt publisert ved ”Radio Wireless Week 2007” i Long Beach, ble det gjennomført utfyllende målinger på en klasse AB og en klasse F effektforsterker som ble konstruert i fordypningsprosjektet. Her ble det hovedsaklig sett på tredjeordens intermodulasjonsdistorsjon. Disse målingene styrker tidligere indikasjoner som tilsier at den konstruerte klasse F effektforsterkeren gir mer lineær forsterkning enn tilsvarende klasse AB effektforsterker.</p>

<p>En klasse E forsterker er en høyeffektiv svitsjeforsterker. Teoretisk effektivitet for en klase E forsterker er 100%, men dette er ikke mulig å oppnå i praksis siden alle fysiske elementer inneholder tap. Ved å kontrollere svitsjingen riktig, reduseres overlappet mellom strøm og spenning over svitsjeelementet og effektiviteten øker. Forsterkeren er designet rundt en Gallium Arsenid (GaAs) MESFET fra Eudyna som også er brukt i klasse AB og klasse F sammenligningskretser konstruert ved NTNU. Transistoren er designet for L bånd og det er designet to forsterkere, en ved 10MHz og en ved 1.6GHz. Som vi skal se, stemmer transistormodellen bra ved 1.6GHz, men dårlig ved 10MHz. På grunn av dette var det ikke mulig å finne noe brukbart tilpasningsnettverk ved 10MHz. Ved å designe, simulere og måle er det i denne oppgaven oppnådd 67% effektivitet ved 1.6GHz, som er bedre enn tilsvarende klasse AB sammenligningskrets og også bedre enn typiske verdier for klasse E forsterkere. I tillegg til måling av effektivitet og båndbredde er inngangseffekt variert for å se på inngang/utgangskarakteristikk, selv om dette i utgangspunktet er mer interessant for en lineær forsterker. På bakgrunn av disse målingene er det mulig å se at forsterkeren oppfører seg som en tradisjonell klasse E forsterker ved 10MHz, mens ved 1.6GHz oppfører den seg som en lineær forsterker før den begynner å svitsje. Båndbredden ved 10MHz ble målt til cirka 2.25MHz, mens det var stor båndbredde rundt 1.6GHz. Båndbredden ble målt opp til 1.9GHz og under 800MHz som var laveste målte verdi.</p>

<p>I denne oppgaven skal det lages det en energihøster som skal kunne høste energi fra en luftstrømning. Det skal benyttes piezoelektrisk PVDF-film for å høste energi fra strømningen. Innledningsvis studeres tidligere arbeid innen piezoelektrisk energihøsting, ettersom flere av detaljene og designparametrene i disse arbeidene er relevante i forbindelse med utviklingen av en energihøster. Muligheten for å danne en kontrollert virveldannelse i et rør undersøkes. Eksempelvis studeres muligheten for å fremprovosere resonanser i røret som kan være egnet til å eksitere energihøsteren. Forsøkene gir dessverre ikke positivt resultat med tanke på å drive energihøsteren. Energihøsteren som lages består av et stykke innspent film som jobber mot en lukket kavitet. Filmen hviler mot en krum ramme som vender innover i kaviteten. Det lages en forenklet modell av følsomheten til energihøster som funksjon av frekvens. Denne blir forsøkt verifisert ved hjelp av målinger på energihøsteren. Det er imidlertid store forskjeller mellom den modellerte og den målte følsomheten. Til slutt prøves energihøsteren ut i røret og det viser seg at spenningen som genereres er svært lav, omkring 60 μV. Dette er altfor lavt til at energihøsteren kan benyttes i energihøstingssammenheng. En mulig årsak til at energihøsteren genererer såpass lave spenninger er at det under fremstillingen av energihøsteren oppstår problemer med innspenningen av filmmaterialet. Filmmaterialet følger ikke krumningen på rammen på en tilfredsstillende måte og dette er en medvirkende årsak til lav mottakerfølsomhet. Dette kan også være en del av forklaringen på det store avviket mellom den modellerte følsomheten og den målte. Et siste moment som også kan forklare den lave spenningen fra energihøsteren er at strømningen i røret viser seg å være turbulent. Dette gir naturlig nok høy entropi i strømningen. Når luftmolekylene er ute av takt vil netto kraft mot PVDF-membranet være liten.</p>

<p>Rapporten er skrevet fordi AHEAD prosjektet ser behovet for et ADL til automatisk plassering av HW moduler og SW moduler innad på en FPGA. AHEAD er en videretuvikling av Amibesense, men inneholder ingen generell prosessor, men kun en FPGA i sin basestasjon. AADL skal i stor grad ha den samme funksjonalitet i AHEAD som et ADL har for SW. Dette vil si at AADL skal beskrive en arkitektur av HW moduler og SW program sammen, heretter kalt system. Et problem med dette er at det ikke finnes noen ADL’er for HW og dette må derfor utvikles. ADL-språkene har et innebygd problem; En spesifikasjon kan aldri bli bedre enn den tid og kostnad som er lagt ned i spesifikajsonen. Rapide er det språket som i dag eksistere som er nærmest den funksjonalitet som er ønsket i AADL. Rapide er ikke et rent ADL, men kan også brukes til simulering og verifisering på oppførselsnivå. Kompilatoren til AADL trenger ikke å ha fri grammatikk og semantikk. Nøkkelord og topp-ned kompilasjon er derfor å foretrekke. FPGA-verktøyene som eksisterer i dag støtter dynamisk rekonfigurering. Men de setter krav til klokke, benytter buss makroer og at man bruker det verktøy som Xilinx har utviklet. AADL setter krav til AHEAD-arkitekturen, designeren og modulene som skal benyttes. Kravene AADL setter er en samling av HW og SW sine funksjonelle krav til AHEAD. Alle filer som blir brukt i AHEAD må være eksekverbare uten behov for mer behandling. Grensesnittet AADL legger opp til er ICA, som krever at modulene tilegenet AHEAD er designet for dette grensesnittet. Kommunikasjonsprotokollene til AHEAD må være ferdig definert til bruk i AADL da det valgte abstraksjonsnivået krever dette. Definisjonen av en kommunikasjonsprotokoll må skje utenfor AADL. Antall grensesnitt og kommunikasjonsprotokoller en modul har vil ikke ha noen innvirkning for hvordan AHEAD tolker AADL koden. Målet er at AADL koden holdes enkel med få innebygde funksjoner og med et topp-ned komiplator for øyet.</p>

<p>Norges første pulset laser deponerings (PLD) lab ble påbegynt høsten 2005 av NTNU i samarbeid med Sintef og ble ferdigstilt våren 2006. Pulset laser deponering brukes til deponering av komplekse oksider som SrRuO3(SRO) og BaTiO3(BTO), deponeringsmetoden til PLD er en fysikalsk fordampnings deponering. Metoden fungerer ved at pulset laserstråle slår løs targetmateriale som deponeres som en tynnfilm på et nærliggende substrat. PLD laben består av en laser, to deponeringskammere, Sintef og NTNU kontrollerer hvert sitt, optikk for styring av laserstrålen og måleutstyr som strålingstermometer og wattmeter. For å kontrollere PLD parametrene som brukes under deponering brukes det et PC program. All kommunikasjon mellom PC og kammer gjøres gjennom en hylle på RS484 protokollen. Programvare, hylle og kammer er levert av Twente Solid State Technology (TSST). Bestemmelse av vekstparameter for tynnfilmer av henholdsvis SRO og BTO ble gjennomført i begge kammerene. Karakterisering ble gjennomført på alle tynnfilmene ved hjelp av røntgendiffraksjon (XRD) og atomærkraft mikroskopi (AFM). Antall atomlag(N), avstanden mellom atomlagene(c) og full bredde halv maksimum (FWHM) verdien ble funnet ved hjelp av XRD. Ved hjelp av AFM ble kvaliteten til overflaten observert og stegstørrelsen ble bestemt. Ideell veksttemperatur i Sintef kammeret ble funnet ved at SRO tynnfilmer ble grodd ved 5 forskjellige temperaturer 600, 650, 700, 750 og 800 °C. Ut fra resultatene til denne serien ble det bestemt at tynnfilmen grodd ved en temperatur på 700 °C ga best kvalitet. Ved denne temperaturen ble en jevn terrassestruktur observert med en steghøyde på 0,356 nm. Resistansen ble målt til 76 Ω over 2 mm av tynnfilmen, resistans målningene ble foretatt ved hjelp av et multimeter. Vekstparametrene til BTO ble bestemt i NTNU kammeret. Temperaturen ble satt til 700 °C mens laserenergien og oksygentrykket ble forandret. Laserenergien måtte bli redusert med 2 halvbølgeledere for å få effekten lav slik at tynnfilmene ikke ble for tykke, laserenergien ble redusert til 0,18 W. Filmer grodd ved en laserenergi på 0,18 W og trykk på 5∙E-3 mbar produserte tynnfilmer med en jevn overflate. FWHM av BTO filmene varierte mellom 0,02° og 0,03°, som indikerte tynnfilmer av god krystallinks orden.</p>