Stand der Technik sind IGBTs und Freilaufdioden aus Silizium (Si). Jahrzehntelange Forschung hat zu einer nahezu perfekten Technologie geführt. Jedoch werden die Fortschritte hinsichtlich der Reduzierung von Schalt- und Durchlassverlusten mit jeder neuen Generation von Si-IGBTs immer kleiner. Die anfallende Verlustleistung kann jedoch signifikant mit Leistungshalbleiter-Bauelementen aus Siliziumkarbid (SiC) und Galliumnitrid (GaN) gesenkt werden. Ziel dieser Arbeit ist es, zu untersuchen, ob und inwieweit mit diskreten SiC-Bipolartransistoren im TO-247- und SiC-Schottky-Dioden im TO-220-Gehäuse der Wirkungsgrad eines Antriebsstromrichters gesteigert werden kann. Ein Exkurs in die Siliziumkarbid-Halbleitertechnologie am Anfang soll deren Vorteile in Hinblick auf verlustärmere Leistungselektronik aufzeigen. Die Vorteile des Halbleitermaterials Siliziumkarbid werden anhand des SiC-Bipolartransistors im Vergleich zum ersten Leistungstransistor - dem Bipolartransistor aus Silizium - herausgearbeitet. Beim SiC-Bipolartransistor muss im laststromführenden Zustand ein Steuerstrom in die Basis eingeprägt werden. Damit erhöht sich der Treiberaufwand. Deshalb wird der erste Themenschwerpunkt auf den Treiber gelegt. In dieser Arbeit wurden ein einfacher und ein komplexer Treiber aufgebaut und evaluiert. Mit leichten Modifikationen wurden mit dem komplexeren Treiber auch IGBTs und SiC-MOSFETs für Vergleichsmessungen angesteuert. Ein neuer Ansatz zur Reduzierung der Treiberverlustleistung im Wechselrichter mit SiC-Bipolar-Transistoren wird vorgestellt. Er setzt beim Kommutierungsalgorithmus des Wechselrichters an. Ein wesentlicher Teil der Arbeit widmet sich der Charakterisierung des SiC-Bipolartransistors, insbesondere dem Schaltverhalten. Ein- und Ausschaltwärmen für verschiedene Arbeitspunkte werden ermittelt. Am Ende der Arbeit werden experimentelle Untersuchungen an einem SiC-Wechselrichter durchgeführt. Abschließend werden die Potenziale, die mit dem Einsatz von SiC-Bipolartransistoren verbunden sind, bewertet aber auch die Grenzen aufgezeigt.:1 Einleitung 1 2 Aufbau des SiC-Bipolartransistors 2.1 Siliziumkarbid (SiC) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4 2.1.1 Eigenschaften von monokristallinem Siliziumkarbid . . . . . . . . . . 5 2.1.2 Herstellung des SiC-Wafers . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8 2.1.3 Herstellung des SiC-Bipolartransistors . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10 2.1.4 Defekte im Siliziumkarbidkristall . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11 2.2 Halbleiterphysikalische Grundlagen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12 2.2.1 Gesperrter pn-Übergang . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13 2.2.2 Stromführender pn-Übergang . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15 2.3 Bipolartransistor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 2.3.1 Aufbau und Funktionsprinzip . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 2.3.2 Sperrfähigkeit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21 2.3.3 Erster und zweiter Durchbruch . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23 2.3.4 Stromverstärkung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26 2.3.5 Ladungsträgermodulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29 2.3.6 Eindimensionaler spezifischer Widerstand der Driftzone . . . . . . . . 30 3 Ansteuerung des SiC-Bipolartransistors 3.1 Einführung Treiber . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33 3.2 Herausforderungen beim Ansteuern von SiC-Bipolartransistoren . . . . . . . . 34 3.3 Treiberkonzepte für SiC-Bipolartransistoren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36 3.4 Konventioneller Treiber . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41 3.5 3-Level-Treiber . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43 3.6 Treiber für SiC-MOSFET und IGBT . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45 4 Reduzierung der Treiberverluste durch Einschrittkommutierung 4.1 Einschrittkommutierung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46 4.2 Stromvorzeichenerkennung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48 4.3 Berechnung der Verlustleistungen für den eingeschalteten Zustand des SiC- Bipolartransistors . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 49 4.4 Messung der Treiberverlustleistung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52 5 Charakterisierung des SiC-Bipolartransistors 5.1 Messaufbau für Untersuchung des Ein- und Ausschaltverhaltens . . . . . . . . 55 5.2 Doppelpulsverfahren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56 5.3 Definition der Schaltzeiten und Schaltverlustleistung . . . . . . . . . . . . . . 57 5.4 Messung der Schaltwärme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 59 5.4.1 Spannungstastköpfe . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 59 5.4.2 Stromsensoren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61 5.4.3 Zeitliche Verschiebung der Messsignale . . . . . . . . . . . . . . . . . 62 5.4.4 Vergleich von konventionellem und 3-Level-Treiber . . . . . . . . . . . 65 5.4.5 Vergleich bei unterschiedlicher Treiberspannung . . . . . . . . . . . . 66 5.4.6 Vergleich bei halb und voll bestückter Halbbrücke . . . . . . . . . . . . 68 5.4.7 Vergleich von SiC-Bipolartransistor mit SiC-MOSFET und Si-IGBT . . 69 5.4.8 Reduzierung der Spannungsspitze beim Ausschalten . . . . . . . . . . 74 5.5 Simulation des Schaltverhaltens eines SiC-Bipolartransistors . . . . . . . . . . 79 5.5.1 Schaltverhalten bei Ansteuerung mit unipolarem Treiber . . . . . . . . 79 5.5.2 Simulation des Einfluss der Emitter-Induktivität auf Schaltwärme . . . 81 5.5.3 Vergleich von Simulation und Messung . . . . . . . . . . . . . . . . . 82 5.6 Durchlassverlustleistung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 85 6 Einsatz von SiC-Bipolartransistoren im Wechselrichter 6.1 Aufbau der Wechselrichter . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 88 6.2 Inbetriebnahme des Wechselrichters . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 89 6.3 Überspannungen an den Motorklemmen der 1 kW-Asynchronmaschine . . . . 91 6.4 Umbau des SiC-Wechselrichters . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 93 6.5 Spannungsspitzen in der Ansteuerspannung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 94 6.6 Halbbrückenverluste im Leerlauf . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 98 7 Zusammenfassung und Fazit 101 Literaturverzeichnis 104 A Anhang A.1 Netzliste für SiC-Bipolartransistor FSICBH057A120 . . . . . . . . . . . . . . 113 A.2 Leiterplatten für Doppelpuls-Test und SiC-Wechselrichter . . . . . . . . . . . . 114 A.3 Herleitung des Feldverlaufs in der Driftzone des gesperrten pn-Übergangs . . . 116 A.4 Herleitung des Emitterwirkungsgrads . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 119 A.5 Herleitung des spezifischen Widerstands der Driftzone . . . . . . . . . . . . . 121 A.6 Lebenslauf von Henry Barth . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 124 A.6.1 Persönliche Angaben . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 124 A.6.2 Wissenschaftlicher Werdegang . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 124 / State-of-the-art are IGBTs and free-wheeling diodes made of silicon (Si). Decades of research have led to an almost perfect technology. Nevertheless, progress in terms of reduction of switching and forward conducting losses becomes smaller and smaller with each new generation of Si IGBTs. The resulting power dissipation, however, can be significantly reduced with power semiconductor devices made of silicon carbide (SiC) and gallium nitride (GaN). The objective of this work is to investigate whether and to what extent discrete SiC bipolar junction transistors (BJT) in TO-247 and SiC Schottky diodes in TO-220 packages can be used to increase the efficiency of a power drive inverter. At the beginning, a digression into silicon carbide semiconductor technology is intended to show its advantages in terms of lower-loss power electronics. The advantages of the semiconductor material silicon carbide are illustrated by the SiC bipolar junction transistor in comparison with the first power transistor - the silicon bipolar junction transistor. For the on-state of SiC bipolar junction transistors, a continuous current must be injected into the base. This increases the driving effort. Therefore, the first topic focuses on the driver. In this work, a simple and a complex driver were built and evaluated. With slight modifications, the more complex driver was also used to drive IGBTs and SiC-MOSFETs for comparative measurements. A new approach to reduce driver power dissipation in the inverter when using SiC bipolar junction transistors is presented. It focuses on the commutation algorithm of the inverter. A significant part of the work is devoted to the characterization of the SiC bipolar junction transistor, especially the switching behavior. Turn-on and turn-off switching losses for different operating points are determined. At the end of the work, experimental investigations are performed on a SiC inverter. Finally, the potentials associated with the use of SiC bipolar junction transistors are evaluated but also the limitations are shown.:1 Einleitung 1 2 Aufbau des SiC-Bipolartransistors 2.1 Siliziumkarbid (SiC) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4 2.1.1 Eigenschaften von monokristallinem Siliziumkarbid . . . . . . . . . . 5 2.1.2 Herstellung des SiC-Wafers . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8 2.1.3 Herstellung des SiC-Bipolartransistors . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10 2.1.4 Defekte im Siliziumkarbidkristall . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11 2.2 Halbleiterphysikalische Grundlagen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12 2.2.1 Gesperrter pn-Übergang . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13 2.2.2 Stromführender pn-Übergang . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15 2.3 Bipolartransistor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 2.3.1 Aufbau und Funktionsprinzip . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 2.3.2 Sperrfähigkeit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21 2.3.3 Erster und zweiter Durchbruch . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23 2.3.4 Stromverstärkung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26 2.3.5 Ladungsträgermodulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29 2.3.6 Eindimensionaler spezifischer Widerstand der Driftzone . . . . . . . . 30 3 Ansteuerung des SiC-Bipolartransistors 3.1 Einführung Treiber . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33 3.2 Herausforderungen beim Ansteuern von SiC-Bipolartransistoren . . . . . . . . 34 3.3 Treiberkonzepte für SiC-Bipolartransistoren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36 3.4 Konventioneller Treiber . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41 3.5 3-Level-Treiber . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43 3.6 Treiber für SiC-MOSFET und IGBT . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45 4 Reduzierung der Treiberverluste durch Einschrittkommutierung 4.1 Einschrittkommutierung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46 4.2 Stromvorzeichenerkennung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48 4.3 Berechnung der Verlustleistungen für den eingeschalteten Zustand des SiC- Bipolartransistors . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 49 4.4 Messung der Treiberverlustleistung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52 5 Charakterisierung des SiC-Bipolartransistors 5.1 Messaufbau für Untersuchung des Ein- und Ausschaltverhaltens . . . . . . . . 55 5.2 Doppelpulsverfahren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56 5.3 Definition der Schaltzeiten und Schaltverlustleistung . . . . . . . . . . . . . . 57 5.4 Messung der Schaltwärme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 59 5.4.1 Spannungstastköpfe . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 59 5.4.2 Stromsensoren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61 5.4.3 Zeitliche Verschiebung der Messsignale . . . . . . . . . . . . . . . . . 62 5.4.4 Vergleich von konventionellem und 3-Level-Treiber . . . . . . . . . . . 65 5.4.5 Vergleich bei unterschiedlicher Treiberspannung . . . . . . . . . . . . 66 5.4.6 Vergleich bei halb und voll bestückter Halbbrücke . . . . . . . . . . . . 68 5.4.7 Vergleich von SiC-Bipolartransistor mit SiC-MOSFET und Si-IGBT . . 69 5.4.8 Reduzierung der Spannungsspitze beim Ausschalten . . . . . . . . . . 74 5.5 Simulation des Schaltverhaltens eines SiC-Bipolartransistors . . . . . . . . . . 79 5.5.1 Schaltverhalten bei Ansteuerung mit unipolarem Treiber . . . . . . . . 79 5.5.2 Simulation des Einfluss der Emitter-Induktivität auf Schaltwärme . . . 81 5.5.3 Vergleich von Simulation und Messung . . . . . . . . . . . . . . . . . 82 5.6 Durchlassverlustleistung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 85 6 Einsatz von SiC-Bipolartransistoren im Wechselrichter 6.1 Aufbau der Wechselrichter . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 88 6.2 Inbetriebnahme des Wechselrichters . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 89 6.3 Überspannungen an den Motorklemmen der 1 kW-Asynchronmaschine . . . . 91 6.4 Umbau des SiC-Wechselrichters . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 93 6.5 Spannungsspitzen in der Ansteuerspannung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 94 6.6 Halbbrückenverluste im Leerlauf . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 98 7 Zusammenfassung und Fazit 101 Literaturverzeichnis 104 A Anhang A.1 Netzliste für SiC-Bipolartransistor FSICBH057A120 . . . . . . . . . . . . . . 113 A.2 Leiterplatten für Doppelpuls-Test und SiC-Wechselrichter . . . . . . . . . . . . 114 A.3 Herleitung des Feldverlaufs in der Driftzone des gesperrten pn-Übergangs . . . 116 A.4 Herleitung des Emitterwirkungsgrads . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 119 A.5 Herleitung des spezifischen Widerstands der Driftzone . . . . . . . . . . . . . 121 A.6 Lebenslauf von Henry Barth . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 124 A.6.1 Persönliche Angaben . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 124 A.6.2 Wissenschaftlicher Werdegang . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 124

Ohne zuverlässige Chemo- und Biosensoren wären beispielsweise die Überwachung von Prozessparametern in der chemischen und biotechnologischen Industrie, die Detektion von geringsten Analytkonzentrationen in der biomedizinischen Analytik oder die Spurenanalyse von Schadstoffen undenkbar. Neue Sensormaterialien wie stimuliresponsive Hydrogele spielen bei der Entwicklung neuer chemischer und biochemischer Sensoren eine immer größere Rolle. Hydrogele sind „intelligente“ hydrophile Polymernetzwerke, die in Abhängigkeit von spezifischen Stimuli quellen und entquellen können. In Kombination mit piezoresistiven Drucksensoren wird dann der resultierende Quelldruck in eine messbare Ausgangsspannung umgewandelt. In dieser Arbeit werden sowohl neuartige stimuliresponsive Hydrogele für die Detektion von Ethanol in alkoholischen Getränken als auch zum Nachweis von gelöstem Ammoniak und Harnstoff für biotechnologische Prozesse vorgestellt. Nach der gezielten Synthese und Funktionalisierung der Gele werden zunächst die Quelleigenschaften in freier Quellung untersucht. Im Mittelpunkt der Charakterisierung stehen dabei sensorisch relevante Eigenschaften wie beispielsweise das Quellverhalten in Abhängigkeit vom jeweiligen Stimulus. Im nächsten Schritt werden piezoresistive Hydrogelsensoren aufgebaut und vermessen. Dabei werden wichtige Sensoreigenschaften wie der sensitive Messbereich, Nachweisgrenzen oder Querempfindlichkeiten detailliert untersucht und die Sensorkonzepte hinsichtlich ihres Anwendungspotenzials bewertet.

Spatial Light Modulators (SLMs) based on Micro-Opto-Electro-Mechanical Systems (MOEMS) are increasingly being used in various fields of optics and enable novel functionalities. The technology features frame rates from a few kHz to the MHz range as well as resolutions in the megapixel range. The field continues to make rapid progress, but technological advancements are always associated with high expenditure. Against this background, this dissertation addresses the question: What contribution can optical system design make to the further development of MOEMS-SLM-based modulation? A lens is a simple example of an optical system. This dissertation deals with system design based on Fourier optics in which the wave properties of light are exploited. On this basis, arrays of micromirrors can modulate light properties in a spatially resolved manner. For example, tilt-mirrors can control the intensity distribution in an image plane. In this dissertation variations of the aperture required for this are investigated. In addition to known absorbing apertures, phase filters in particular are investigated, which apply a spatially distributed delay effect to the light wave. This dissertation proposes the combination of MOEMS-SLMs with static, pixelated elements in the same system. These may be pixelated phase masks, also known as diffractive optical elements (DOEs). Analogously, pixelated polarizer arrays and absorbing photomasks exist. The combination of SLMs and static elements allows new degrees of freedom in system design. This thesis proposes new modulation systems based on MOEMS tilt-mirror SLMs. These systems use analog tilt-mirror arrays for the simultaneous modulation of intensity and phase as well as intensity and polarization. The proposed systems thus open up new possibilities for MOEMS-based spatial light modulation. Their properties are validated and investigated by numerical simulations. System properties and limitations are derived from these near and far field simulations. This dissertation shows that the modulation of different MOEMS-SLM types can be fundamentally changed by system design. Piston mirror arrays are classically used for phase modulation and tilt-mirror arrays for intensity modulation. This thesis proposes the use of subpixel phase structures. Their use approximately provides tilt-mirrors with the phase-modulating effect of piston-mirrors. In order to achieve this, a new optimization method is presented. Piston-mirror arrays are available only to a limited extent. By contrast, tilt-mirror arrays are well established. In combination with subpixel phase features, tilt-mirrors may replace piston-mirrors in some applications. These and other challenges of MOEMS-SLM technology can be adequately addressed on the basis of system design. / Räumliche Lichtmodulatoren (Spatial Light Modulators, SLMs) auf Basis von Mikro-Opto-Elektro-Mechanischen Systemen (MOEMS) finden zunehmend Anwendung in verschiedensten Teilgebieten der Optik und ermöglichen neuartige Funktionalitäten. Die Technik ermöglicht Frameraten von einigen kHz bis in den MHz-Bereich sowie Auflösungen bis in den Megapixelbereich. Der Fachbereich macht nach wie vor rasche Fortschritte, technologische Weiterentwicklungen sind aber stets mit hohem Aufwand verbunden. Vor diesem Hintergrund widmet sich diese Arbeit der Frage: Welchen Beitrag kann optisches Systemdesign zur Weiterentwicklung der MOEMS-SLM-basierten Modulation leisten? Bereits eine Linse stellt ein Beispiel für ein optisches System dar. Diese Dissertation beschäftigt sich mit Systemdesign auf Basis der Fourier-Optik, bei der die Welleneigenschaften des Lichts genutzt werden. Auf dieser Basis können Arrays von Mikrospiegeln die flächige Verteilung von Licht einstellen. Beispielsweise können Kippspiegel die Intensitätsverteilung in einer Bildebene steuern. In dieser Dissertation werden Variationen der dafür nötigen Apertur untersucht. Neben bekannten absorbierenden Blenden werden insbesondere Phasenfilter untersucht, welche eine flächig verteilte Verzögerungswirkung auf die Lichtwelle aufbringen. Diese Dissertation schlägt die Kombination von MOEMS-SLMs mit statischen, pixelierten Elementen im selben System vor. Hierbei kann es sich um pixelierte Phasenmasken handeln, auch bekannt als diffraktive optische Elemente (DOEs). Analog existieren pixelierte Polarisatorarrays und absorbierende Fotomasken. Die Kombination von SLMs und statischen Elementen ermöglicht neue Freiheiten im Systemdesign. Diese Arbeit schlägt neue Modulationssysteme auf Basis von MOEMS-Kippspiegel-SLMs vor. Diese Systeme nutzen analoge Kippspiegelarrays für die simultane Modulation von Intensität und Phase sowie von Intensität und Polarisation. Die vorgeschlagenen Systeme eröffnen damit neue Möglichkeiten für die MOEMS-basierte Flächenlichtmodulation. Ihre Eigenschaften werden mithilfe von numerischen Simulationen validiert und untersucht. Aus diesen Nah- und Fernfeldsimulationen werden Systemeigenschaften und Limitierungen abgeleitet. Es wird in dieser Arbeit gezeigt, dass die Modulation verschiedener MOEMS-SLM-Typen auf Basis des Systementwurfs fundamental verändert werden kann. Senkspiegelarrays werden klassischerweise zur Modulation der Phase eingesetzt und Kippspiegelarrays zur Modulation der Intensität. Diese Arbeit schlägt die Nutzung von Subpixel-Phasenstrukturen vor. Diese verleihen Kippspiegeln näherungsweise die phasenmodulierende Wirkung von Senkspiegeln. Um dies zu erreichen, wird ein neuartiges Optimierungsverfahren vorgestellt. Senkspiegelarrays sind nur in geringem Umfang verfügbar. Im Gegensatz dazu sind Kippspiegelarrays gut etabliert. In Kombination mit Subpixel-Phasenstrukturen könnten Kippspiegel in einigen Anwendungen Senkspiegel ersetzen. Diese und andere Herausforderungen der MOEMS-SLM-Technologie lassen sich auf der Grundlage des Systemdesigns adäquat adressieren.

Future high-capacity wireless communications will extensively use the broad bands still available millimeter-wave frequencies. Channels with bandwidth broader than those in use today will guarantee enhanced data-rate and reduced latency performance. The recent progress of integrated-circuit semiconductor technologies finally allowed the design of reliable electronics operating at millimeter-wave frequencies. On top, advanced Fully Depleted Silicon On Insulator (FD-SOI) Complementary Metal Oxide Semiconductor (CMOS) and Silicon Germanium (SiGe) Bipolar CMOS (BiCMOS) processes enabled to co-integrate large digital blocks with frontends operating at tens or hundreds of GHz. The current under-deployment fifth-generation mobile-communication standard (5G) takes advantage of these advancements, massively exploiting the frequency bands from 24 GHz to 100 GHz. Furthermore, besides enlarging the channel bandwidth, improvements of the signal-to-noise power ratio (SNR) at the receiver input, combined with Multiple-Input Multiple-Output (MIMO) techniques provide an additional boost to the communication data-rate. Both approaches require arrays of antennas, plus electronic beam-steering which becomes essential in the case of moving transmitting-receiving pairs. Finally, social, economic, historical, and technological trends indicate that future wireless standards will require data-rates, latencies, and density of served users per square kilometer well beyond those offered by the 5G. Envisioned to be deployed towards the end of this decade, the six mobile communication standard (6G) will win future challenges thanks to the very ultra-broad bands available from 100 GHz until the tens of THz. Basic research is hence needed to address the open challenges necessary to reach the goals of future wireless communication systems, such as bandwidth and frequency operation factor-10 increase or power consumption reduction against the actual state of the art. This Habilitation thesis proposes circuit theory and concepts up to feasibility study of circuit implementation and experimental characterization in the laboratory of transceiver electronics for future high-capacity communications useful for the knowledge gain necessary for the conception of future communication systems. In detail, basic scientific research to understand the operation of millimeter-wave communication circuits implemented in 22 nm FD-SOI CMOS and 130 nm SiGe BiCMOS technologies has been performed.

This paper describes simulation, technology- and process development for the manufacturing of single mode polymeric waveguides by photolithography. Simulations for single mode operation in O- and C-band are carried out. Waveguides are directly patterned with UV-photolithography using Ormocere®-material. Fiber to waveguide coupling and near field are characterized.

The increasing propagation of power electronics technologies and the related operational equipment such as inverter-fed drives and solid-state transformers in electrical grids lead to growing harmonic distortion of the voltage waveform. Harmonics modify the shape of a voltage waveform but also affect the peak voltage despite constant RMS voltage. Resulting from this, it was previously found that harmonics not only have an influence on the partial discharge patterns and characteristics but also the lifetime of model insulations. The epoxy-mica main wall insulation of rotating electrical machines is partial discharge-resistant to certain extent. Nonetheless, severe production faults should be detected by partial discharge measurements as they may lead to accelerated ageing. The purpose of this contribution is to investigate the impact of harmonics on the partial discharge characteristics of the insulation system of rotating electrical machines in general and especially on a test object with an artificial void fault. An assessment of the partial discharge pattern and apparent charge measurement is given by analyzing the characteristics to harmonic waveform parameters that incoporate peak alteration and shape modification. It is shown that the voltage shape and gradients play a subordinate role compared to the voltage peak altering effect of harmonics. The effects are more pronounced with the test object with an artificially introduced fault.

Harmonic distorted voltage waveforms can lead to excessive heat in the insulation of electrical equipment. The prospectively increasing number of power electronic devices in electrical grids requires the careful examination of the conse- quences of harmonics, which are introduced due to the operating principle of the semiconductor switches. Investigations of the thermal breakdown of solid dielectrics that may occur as a consequence of harmonic distortion on the voltage waveform of electrical grids are presented in this contribution. A thermo-electrical multi-frequency model allows the calculation of the overtemperature in the material. The calculations are confirmed by breakdown experiments of phenolic paper and epoxy resin. Generally, the additional dielectric losses due to the harmonic voltage distortion increase the possibility of exceeding the thermal equilibrium. However, modern insulation materials like the investigated epoxy resin have very low loss factors which is favourable for good thermal performance even with severely distorted voltages.

To overcome the fundamental limit of the transistor subthreshold swing of 60 mV/dec at room temperature, the use of negative capacitance (NC) in ferroelectric materials was proposed [1]. Due to the recent discovery of ferroelectricity in CMOS compatible HfO₂ and ZrO₂ based thin films [2], [3], the promise of ultra-low power steep-slope devices seems within reach. However, concerns have been raised about switching-speed limitations and unavoidable hysteresis in NC devices [4], [5]. Nevertheless, it was shown that NC effects without hysteresis can be observed in fast pulsed voltage measurements on ferroelectric/dielectric capacitors [6], which was recently confirmed using ferroelectric Hf₀.₅ Zr₀.₅ O₂[7], [8]. While in these works only the integrated charge after each pulse was studied, here we investigate for the first time if the transient voltage and charge characteristics are also hysteresis-free.

We report on the retention properties of double-layer hafnium zirconium oxide (Hf₀.₅Zr₀.₅O₂; HZO) based ferroelectric tunnel junctions (FTJ). Utilizing HZO as the ferroelectric layer and aluminum oxide (Al₂ O₃) as the tunneling barrier a scalable FTJ memory operation with good endurance and an on/off ratio of about 10 was achieved. Due to inherent depolarization fields from the double layer structure, the device suffers from strong retention loss over time. An extrapolation to 10 years at room temperature shows vanishing differences between the on and off state currents. We propose a way to avert this retention loss by using a constant bias that can be built-in by a work function difference from the metal electrode. This leads to more stable on-current retention and only small off-current increase, giving rise to an improved retention behavior of the FTJ.

Two main approaches to achieve reliable data transfer over error-prone networks are retransmission and Forward Error Correction (FEC). Retransmission techniques retransmit packets when they are lost or despaired, causing significant delays, especially on multihop connections. On the contrary, to reduce latency FEC sends redundant data together with the original one. In particular, FEC through Random Linear Network Coding (RLNC) reduces the number of distinct packet transmissions in a network and minimizes packet transmissions due to poor network conditions. Consequently, RLNC has the potential to both improve energy efficiency and reduce the overall latency in a network. Fulcrum network coding (FNC), proposed as an RLNC's variation, has partly solved the challenge of heterogeneous communication networks by providing two-layer coding, enabling the destinations to decode packets based on their computing capabilities. However, coding parameters are statically chosen before data transmission, while using feedback or retransmission is impractical in rapidly changing network conditions. FNC is unadaptable to the available capabilities of nodes in a network and thus negatively impacts the coding performance. The main objective of this thesis is to design a versatile network coding scheme supporting heterogeneous communication networks that allow a node to adjust and adapt the coding process depending on the network condition and computing capabilities of the node. The research also focuses on reducing computational complexity in nodes while maintaining a high successful decoding probability and employing as simple operations as possible in intermediate nodes. Particularly, three main approaches are investigated in a source, intermediate, and destination node to achieve the objectives. First, the research examines both static and dynamic combinations of original packets in the encoding process by proposing dynamic sparsity and expansion packets (DSEP). This scheme significantly increases the coding throughput at both source and destination. Second, a new recoding scheme is proposed to manage the number of packets stored and recoded. Thus, this recoding scheme reduces memory usage and computing complexity at intermediate nodes, processing huge traffic. Finally, the research proposes adaptive decoding algorithms, which allow the destinations to choose the proper decoder depending on the network conditions. These algorithms improve the decoding probability in an unreliable network while reducing the computational complexity in a reliable network. For each proposed approach, both mathematical analysis and practical implementation were performed. Especially, the implementation leverages Kodo, a well-known network coding library for simulation and real-time implementation using during the last decade.:Abstract Acknowledgements List of Tables List of Figures Abbreviations and Symbols 1 Introduction 1.1 Fundamentals 1.2 Research motivation 1.3 Objectives 1.4 Methodology 1.5 Main contributions 1.5.1 Summary 1.5.2 List of publications 1.6 Thesis organization 2 Background and Related Work 2.1 RLNC and its variations 2.2 FNC: General principles and coding specification 2.2.1 General principles 2.2.2 Encoding specification 2.2.3 Decoding specification 2.3 Related work 2.4 Analysis of FNC performance 2.4.1 Preliminaries: MDS outer code property for theoretical analysis 2.4.2 Delay modelling: Number of required packet receptions for decoding 2.4.3 Decoding probability 2.4.4 Decoding probability for broadcast to heterogeneous destinations 2.4.5 Overhead 2.4.6 Throughput 2.5 Summary and discussion 3 Sparse Fulcrum Network Coding 3.1 Introduction 3.2 Encoding and decoding implementations 3.2.1 Encoding implementation 3.2.2 Decoding implementation 3.3 Integrating sparsity into FNC 3.3.1 Sparse inner and outer encoding 3.3.2 Sparse recoding and decoding 3.3.3 Evaluation setup 3.3.4 Throughput results 3.3.5 Decoding probability results 3.4 Summary 4 DSEP Fulcrum: Dynamic Expansion Packets and Sparsity 4.1 Introduction 4.2 Probability of linearly independent coded packets 4.3 Dynamic sparsity and expansion packets 4.3.1 Dynamic sparsity 4.3.2 Dynamic expansion packets 4.3.3 Sparsity level as a function of number of expansion packets and decoder rank 4.4 DSEP schemes 4.4.1 Example scheme: Dynamic sparsity with expansion packets region-based 4.4.2 Example scheme: Dynamic sparsity with expansion packets stepping up 4.5 Evaluation of DSEP schemes 4.5.1 Throughput results 4.5.2 Decoding probability results 4.5.3 Impact of feedback and packet losses 4.5.4 Energy consumption in IoT devices 4.6 Summary 5 Exploring Benefits of Recoding 5.1 Introduction 5.2 Recoding principle 5.3 Recoding scheme 5.3.1 General idea 5.3.2 An unlimited buffer recoding 5.3.3 A limited buffer recoding 5.4 Evaluation 5.4.1 Coding overhead 5.4.2 Recoding and decodinEvaluation.5 Summary 6 Adaptive Decoding for Fulcrum Codes 6.1 Introduction 6.2 Adaptive Fulcrum decoder 6.2.1 Motivating example 6.2.2 Adaptive Fulcrum decoding algorithm 6.3. Advanced adaptive Fulcrum decoder 6.3.1 Principles 6.3.2 Advanced adaptive Fulcrum decoding algorithm 6.4 Analysis 6.4.1 Decoding delay 6.4.2 Decoding probability 6.4.3 Overhead 6.5 Evaluation of adaptive Fulcrum decoding algorithms 6.5.1 Performance metrics 6.5.2 Evaluation results 6.6 Summary 7 Conclusion and Future Work 7.1 Summary and main contributions 7.2 Future work A Reed-Solomon Outer Code: Proof of Full Rank Property of Remapped Packets Bibliography