Für ereignisgesteuerte Systeme mit mehrdimensionalen Bewegungsabläufen wurde im Fachausschuss 4.12 "Bewegungssteuerungen für Be- und Verarbeitungsmaschinen" der VDI/VDE-Gesellschaft Mess- und Automatisierungstechnik (GMA) die VDI/VDE-Richtlinie 3684 "Beschreibung ereignisgesteuerter Bewegungsabläufe mit Funktionsplänen" als interdisziplinär verständliches und anschauliches Dokumentationsmittel und Entwurfswerkzeug erarbeitet. Mit der Blockbibliothek Funktionsplan auf Grundlage der in der Richtlinie 3684 vorgeschlagenen Systembeschreibung ist ein durchgängiger Entwurfsweg bis zur Überprüfung des Systemverhaltens ereignisgesteuerter Systeme mittels Simulation einschließlich frühzeitiger Erkennung von Fehlern im Entwurfsprozess und Kodegenerierung möglich. Die FUP Blockbibliothek liegt als Erweiterungs-Blockbibliothek für SIMULINK vor und wurde hinsichtlich ihrer wesentlichen Eigenschaften zur Simulation von ereignisgesteuerten Prozessen speziell in mechatronischen Systemen entwickelt. Die Blockikonen gewährleisten schon nach kurzer Einarbeitungszeit einen sicheren Einsatz der Blöcke, damit kann auf Blockkürzel im Sinne der Richtlinie zwecks besserer Übersichtlichkeit verzichtet werden. Zweisprachige Blockhilfen sind in Version 3.1 für alle Blöcke on-line verfügbar. Graphisch programmierte Funktionspläne können mittels Toolbox Funktionsplanprüfung vorzugsweise über GUI, bei Bedarf auch durch MATLAB Skripte, auf Eingabe- und Programmierfehler geprüft werden. Die Prüfung kann wahlweise vollständig oder auf ausgewählte Fehler erfolgen. Ergebnisausgaben sind entweder in gestraffter Form oder ausführlich einschließlich von Hinweisen möglich. Überprüft werden können Parameter (z.B. Zustands- u. FUP-Nummern, Variablen, Fehlerbehandlung), Syntax (vgl. Richtlinie), Sackgassen (erste/alle) und Rückführschleifen (Entkopplung). Hybride Funktionspläne sind in Echtzeitkode für eine Zielhardware übersetzbar. Voraussetzung ist ein Standard ANSI C Compiler. Die Blockbibliothek Funktionsplan ist eine kostengünstige, richtliniennahe Alternative und ermöglicht eine vom Normalablauf separate, graphisch programmierte Fehlerbehandlung ohne Verlust an Übersichtlichkeit. Die Anwendung der Blöcke wird durch 11 Beispiele veranschaulicht.:1. Einleitung 2. Ausgangspunkt Arbeitsdiagramm 3. Hybrider Funktionsplan 3.1 Begriffsbestimmung 3.2 Anwendungsbeispiel 3.3 Vom Arbeitsdiagramm zum Hybriden Funktionsplan 4. Steuerungstechnische Umsetzung 4.1 Auswahl einer Basissoftware 4.2 Maschinenkodeerzeugung mit der Basissoftware 5. Projektierung mit FUP 5.1 Eigenschaften der SIMULINK Blockbibliothek FUP 5.2 Projektierungsschritte 6. Ausblick / The department committee 4.12 "Motion control of machine tools and processing machines" of the VDI/VDE Society for Measurement and Automatic Control (GMA) has established a manufacturer-neutral guideline No. 3684 for event-driven systems with multi-dimensional motion sequences. This guide-line is entitled "Description of event-driven motion processes by function charts" and constitutes a graphically clear design and documentation tool that is well-suited for interdisciplinary application. The block library Function Chart has been defined based on system descriptions suggested in guideline 3684. This library makes available a uniform design procedure. It covers the documentation, the behaviour test of event-driven systems by means of simulation including the early detection of design process faults, the test of realization variants as well as the code generation. Block library Function Chart is an add-on library for SIMULINK. With regard to its essential features it has been developed for the design, simulation, code generation and the description of event-driven systems especially for mechatronics, mechanical and electrical engineering. The created block icons make it possible to get familiar with add-on library Function Chart within a short period of time whereupon block mnemonics may be hidden in order to get a high graphical clearness and to fulfil the requirements of the guideline. Versions 3.1 bilingual on-line block help is available for all blocks. Graphically programmed function charts may be checked for input and programming errors preferably with help of Toolbox "Function Chart Check" by means of GUI's and if necessary also by MATLAB scripts. The check may be done completely or alternatively for selected errors. Output of result is possible either in detail inclusively eventual hints or in shortened form. A function chart may be checked for parameter errors (e.g. state and FUP numbers, variables, error handling), syntax errors (see guideline), dead ends (first or all) and uncoupled loops (arithmetic loops). Standard ANSI C compiler availability stands for a precondition for real time code generation. The block library Function Chart offers a reasonable alternative and allows separate motion error handling sequences which are separated from normal motion sequences without any loss of a well-ordered graphical arrangement. Currently 11 examples demonstrate the application of the blocks.:1. Einleitung 2. Ausgangspunkt Arbeitsdiagramm 3. Hybrider Funktionsplan 3.1 Begriffsbestimmung 3.2 Anwendungsbeispiel 3.3 Vom Arbeitsdiagramm zum Hybriden Funktionsplan 4. Steuerungstechnische Umsetzung 4.1 Auswahl einer Basissoftware 4.2 Maschinenkodeerzeugung mit der Basissoftware 5. Projektierung mit FUP 5.1 Eigenschaften der SIMULINK Blockbibliothek FUP 5.2 Projektierungsschritte 6. Ausblick

Die enorme Steigerung der Leistungsfähigkeit integrierter Schaltkreise wird seit über 50 Jahren im Wesentlichen durch eine Verkleinerung der Bauelementdimensionen erzielt. Aufgrund des Erreichens physikalischer Grenzen kann dieser Trend, unabhängig von der Lösung technologischer Probleme, langfristig nicht fortgesetzt werden. Diese Arbeit beschäftigt sich mit der Entwicklung und Herstellung neuartiger Transistoren und Schaltungen, welche im Vergleich zu konventionellen Bauelementen funktionserweitert sind, wodurch ein zur Skalierung alternativer Ansatz vorgestellt wird. Ausgehend von gewachsenen und nominell undotierten Silizium-Nanodrähten wird die Herstellung von Schottky-Barrieren-Feldeffekttransistoren (SBFETs) mit Hilfe etablierter und selbst entwickelter Methoden beschrieben und die Ladungsträgerinjektion unter dem Einfluss elektrischer Felder an den dabei erzeugten abrupten Metall–Halbleiter-Grenzflächen analysiert. Zur Optimierung der Injektionsvorgänge dienen strukturelle Modifikationen, welche zu erhöhten ambipolaren Strömen und einer vernachlässigbaren Hysterese der SBFETs führen. Mit dem rekonfigurierbaren Feldeffekttransistor (RFET) konnte ein Bauelement erzeugt werden, bei dem sich Elektronen- und Löcherinjektion unabhängig und bis zu neun Größenordnungen modulieren lassen. Getrennte Topgate-Elektroden über den Schottkybarrieren ermöglichen dabei die reversible Konfiguration von unipolarer Elektronenleitung (n-Typ) zu Löcherleitung (p-Typ) durch eine Programmierspannung, wodurch die Funktionen konventioneller FETs in einem universellen Bauelement vereint werden. Messungen und 3D-FEM-Simulationen geben einen detaillierten Einblick in den elektrischen Transport und dienen der anschaulichen Beschreibung der Funktionsweise. Systematische Untersuchungen zu Änderungen im Transistoraufbau, den Abmessungen und der Materialzusammensetzung verdeutlichen, dass zusätzliche Strukturverkleinerungen sowie die Verwendung von Halbleitern mit niedrigem Bandabstand die elektrische Charakteristik dieser Transistoren weiter verbessern. Im Hinblick auf die Realisierung neuartiger Schaltungen wird ein Konzept beschrieben, die funktionserweiterten Transistoren in einer energieeffizienten Komplementärtechnologie (CMOS) nutzbar zu machen. Die dafür notwendigen gleichen Elektronen- und Löcherstromdichten konnten durch einen modifizierten Ladungsträgertunnelprozess infolge mechanischer Verspannungen an den Schottkyübergängen erzielt und weltweit erstmalig an einem Transistor gezeigt werden. Der aus einem <110>-Nanodraht mit 12 nm Si-Kerndurchmesser erzeugte elektrisch symmetrische RFET weist dabei eine bisher einzigartige Kennliniensymmetrie auf.Die technische Umsetzung des Schaltungskonzepts erfolgt durch die Integration zweier RFETs innerhalb eines Nanodrahts zum dotierstofffreien CMOS-Inverter, der flexibel programmiert werden kann. Die rekonfigurierbare NAND/NOR- Schaltung verdeutlicht, dass durch die RFET-Technologie die Bauelementanzahl reduziert und die Funktionalität des Systems im Vergleich zu herkömmlichen Schaltungen erhöht werden kann. Ferner werden weitere Schaltungsbeispiele sowie die technologischen Herausforderungen einer industriellen Umsetzung des Konzeptes diskutiert. Mit der funktionserweiterten, dotierstofffreien RFET-Technologie wird ein neuartiger Ansatz beschrieben, den technischen Fortschritt der Elektronik nach dem erwarteten Ende der klassischen Skalierung zu ermöglichen.:Kurzzusammenfassung Abstract 1 Einleitung 2 Nanodrähte als aktivesGebiet fürFeldeffekttransistoren 2.1 Elektrisches Potential und Ladungsträgertransport in Transistoren 2.1.1 Potentialverlauf 2.1.2 Ladungsträgerfluss und Steuerung 2.2 Der Metall-Halbleiter-Kontakt 2.2.1 Ladungsträgertransport über den Schottky-Kontakt 2.2.2 Thermionische Emission 2.2.3 Ladungsträgertunneln 2.2.4 Methoden zur Beschreibung der Gesamtinjektion 2.3 Der Schottkybarrieren-Feldeffekttransistor 2.4 Stand der Technik 2.4.1 Elektronische Bauelemente auf Basis von Nanoröhren und Nanodrähten 2.4.2 Rekonfigurierbare Transistoren und Schaltungen 2.5 Zusammenfassung 3 TechnologienzurHerstellung vonNanodraht-Transistoren 3.1 Herstellung von SB-Nanodraht-Transistoren mit Rückseitengatelektrode 3.1.1 Nanodraht-Strukturbildung durch VLS-Wachstum 3.1.2 Drahttransfer 3.1.3 Herstellung von Kontaktelektroden 3.1.4 Herstellung von Schottky-Kontakten innerhalb eines Nanodrahtes 3.2 Strukturerzeugung mittels Elektronenstrahllithographie 3.2.1 Schichtstrukturierung mittels Elektronenstrahllithographie 3.2.2 Strukturierung mittels ungerichteter Elektronenstrahllithographie 3.2.3 Justierte Strukturierung mittels Elektronenstrahllithographie 3.2.4 Justierte Strukturierung mittels feinangepasster Elektronenstrahllithographie 3.2.5 Justierte Strukturierung mittels kombinierter optischer und Elektronenstrahllithographie 3.3 Zusammenfassung 4 Realisierung und Optimierung siliziumbasierter Schottkybarrieren- Nanodraht-Transistoren 4.1 Nanodraht-Transistor mit einlegierten Silizidkontakten 4.1.1 Transistoren auf Basis von Nanodrähten in <112>-Richtung 4.1.2 Transistoren mit veränderten Abmessungen 4.2 Analyse und Optimierung der Gatepotentialverteilung im Drahtquerschnitt in Kontaktnähe 4.3 Si/SiO2 - Core/Shell Nanodrähte als Basis für elektrisch optimierte Transistoren 4.3.1 Si-Oxidation im Volumenmaterial 4.3.2 Si-Oxidation am Draht 4.3.3 Silizidierung innerhalb der Oxidhülle 4.3.4 Core/Shell-Nanodraht-Transistoren mit Rückseitengate 4.4 Analyse der Gatepotentialwirkung in Abhängigkeit des Abstands zur Barriere 4.5 Zusammenfassung 5 RFET - Der Rekonfigurierbare Feldeffekttransistor 5.1 Realisierung des RFET 5.2 Elektrische Charakteristik 5.2.1 Elektrische Beschaltung und Funktionsprinzip 5.2.2 Elektrische Messungen 5.2.3 Auswertung 5.3 Transporteigenschaften des rekonfigurierbaren Transistors 5.3.1 Tunnel- und thermionische Ströme im RFET 5.3.2 Analyse der Transportvorgänge mit Hilfe der numerischen Simulation 5.3.3 Schaltzustände des RFET 5.3.4 On-zu-Off Verhältnisse des RFET 5.3.5 Einfluss der Bandlücke auf das On- zu Off-Verhältnis 5.3.6 Abhängigkeiten von geometrischen, materialspezifischen und physikalischen Parametern 5.3.7 Skalierung des RFET 5.3.8 Längenskalierung des aktiven Gebietes 5.4 Vergleich verschiedener Konzepte zur Rekonfigurierbarkeit 5.5 Zusammenfassung 6 Schaltungen aus rekonfigurierbaren Bauelementen 6.1 Komplementäre Schaltkreise 6.1.1 Inverter 6.1.2 Universelle Gatter 6.1.3 Anforderungen an komplementäre Bauelemente 6.1.4 Individuelle Symmetrieanpassung statischer Transistoren 6.2 Rekonfigurierbare Transistoren als Bauelemente für komplementäre Elektronik 6.2.1 Analyse des RFET als komplementäres Bauelement 6.2.2 Bauelementbedingungen für eine rekonfigurierbare komplementäre Elektronik 6.3 Erzeugung eines RFETs für rekonfigurierbare komplementäre Schaltkreise 6.3.1 Möglichkeiten der Symmetrieanpassung 6.3.2 Erzeugung eines RFET mit elektrischer Symmetrie 6.3.3 Erzeugung und Aufbau des symmetrischen RFET 6.3.4 Elektrische Eigenschaften des symmetrischen RFET 6.4 Realisierung von komplementären rekonfigurierbaren Schaltungen 6.4.1 Integration identischer RFETs 6.4.2 RFET-basierter komplementärer Inverter 6.4.3 Rekonfigurierbarer CMOS-Inverter 6.4.4 PMOS/NMOS-Inverter 6.4.5 Zusammenfassung zur RFET-Inverterschaltung 6.4.6 Rekonfigurierbarer NAND/NOR-Schaltkreis 6.5 Zusammenfassung und Diskussion 7 Zusammenfassung und Ausblick 7.1 Zusammenfassung 7.2 Ausblick Anhang Symbol- und Abkürzungsverzeichnis Literaturverzeichnis Publikations- und Vortragsliste Danksagung Eidesstattliche Erklärung / The enormous increase in performance of integrated circuits has been driven for more than 50 years, mainly by reducing the device dimensions. This trend cannot continue in the long term due to physical limits being reached. The scope of this thesis is the development and fabrication of novel kinds of transistors and circuits that provide higher functionality compared to the classical devices, thus introducing an alternative approach to scaling. The fabrication of Schottky barrier field effect transistors (SBFETs) based on nominally undoped grown silicon nanowires using established and developed techniques is described. Further the charge carrier injection in the fabricated metal to semiconductor interfaces is analyzed under the influence of electrical fields. Structural modifications are used to optimize the charge injection resulting in increased ambipolar currents and negligible hysteresis of the SBFETs. Moreover, a device has been developed called the reconfigurable field-effect transistor (RFET), in which the electron and hole injection can be independently controlled by up to nine orders of magnitude. This device can be reversibly configured from unipolar electron conducting (ntype) to hole conducting (p-type) by the application of a program voltage to the two individual top gate electrodes at the Schottky junctions. So the RFET merges the functionality of classical FETs into one universal device. Measurements and 3D finite element method simulations are used to analyze the electrical transport and to describe the operation principle. Systematic investigations of changes in the device structure, dimensions and material composition show enhanced characteristics in scaled and low bandgap semiconductor RFET devices. For the realization of novel circuits, a concept is described to use the enhanced functionality of the transistors in order to realize energy efficient complementary circuits (CMOS). The required equal electron and hole current densities are achieved by the modification of charge carrier tunneling due to mechanical stress and are shown for the first time ever on a transistor. An electrically symmetric RFET based on a compressive strained nanowire in <110> crystal direction and 12 nm silicon core diameter exhibits unique electrical symmetry. The circuit concept is demonstrated by the integration of two RFETs on a single nanowire, thus realizing a dopant free CMOS inverter which can be programmed flexibly. The reconfigurable NAND/NOR shows that the RFET technology can lead to a reduction of the transistor count and can increase the system functionality. Additionally, further circuit examples and the challenges of an industrial implementation of the concept are discussed.The enhanced functionality and dopant free RFET technology describes a novel approach to maintain the technological progress in electronics after the expected end of classical device scaling.:Kurzzusammenfassung Abstract 1 Einleitung 2 Nanodrähte als aktivesGebiet fürFeldeffekttransistoren 2.1 Elektrisches Potential und Ladungsträgertransport in Transistoren 2.1.1 Potentialverlauf 2.1.2 Ladungsträgerfluss und Steuerung 2.2 Der Metall-Halbleiter-Kontakt 2.2.1 Ladungsträgertransport über den Schottky-Kontakt 2.2.2 Thermionische Emission 2.2.3 Ladungsträgertunneln 2.2.4 Methoden zur Beschreibung der Gesamtinjektion 2.3 Der Schottkybarrieren-Feldeffekttransistor 2.4 Stand der Technik 2.4.1 Elektronische Bauelemente auf Basis von Nanoröhren und Nanodrähten 2.4.2 Rekonfigurierbare Transistoren und Schaltungen 2.5 Zusammenfassung 3 TechnologienzurHerstellung vonNanodraht-Transistoren 3.1 Herstellung von SB-Nanodraht-Transistoren mit Rückseitengatelektrode 3.1.1 Nanodraht-Strukturbildung durch VLS-Wachstum 3.1.2 Drahttransfer 3.1.3 Herstellung von Kontaktelektroden 3.1.4 Herstellung von Schottky-Kontakten innerhalb eines Nanodrahtes 3.2 Strukturerzeugung mittels Elektronenstrahllithographie 3.2.1 Schichtstrukturierung mittels Elektronenstrahllithographie 3.2.2 Strukturierung mittels ungerichteter Elektronenstrahllithographie 3.2.3 Justierte Strukturierung mittels Elektronenstrahllithographie 3.2.4 Justierte Strukturierung mittels feinangepasster Elektronenstrahllithographie 3.2.5 Justierte Strukturierung mittels kombinierter optischer und Elektronenstrahllithographie 3.3 Zusammenfassung 4 Realisierung und Optimierung siliziumbasierter Schottkybarrieren- Nanodraht-Transistoren 4.1 Nanodraht-Transistor mit einlegierten Silizidkontakten 4.1.1 Transistoren auf Basis von Nanodrähten in <112>-Richtung 4.1.2 Transistoren mit veränderten Abmessungen 4.2 Analyse und Optimierung der Gatepotentialverteilung im Drahtquerschnitt in Kontaktnähe 4.3 Si/SiO2 - Core/Shell Nanodrähte als Basis für elektrisch optimierte Transistoren 4.3.1 Si-Oxidation im Volumenmaterial 4.3.2 Si-Oxidation am Draht 4.3.3 Silizidierung innerhalb der Oxidhülle 4.3.4 Core/Shell-Nanodraht-Transistoren mit Rückseitengate 4.4 Analyse der Gatepotentialwirkung in Abhängigkeit des Abstands zur Barriere 4.5 Zusammenfassung 5 RFET - Der Rekonfigurierbare Feldeffekttransistor 5.1 Realisierung des RFET 5.2 Elektrische Charakteristik 5.2.1 Elektrische Beschaltung und Funktionsprinzip 5.2.2 Elektrische Messungen 5.2.3 Auswertung 5.3 Transporteigenschaften des rekonfigurierbaren Transistors 5.3.1 Tunnel- und thermionische Ströme im RFET 5.3.2 Analyse der Transportvorgänge mit Hilfe der numerischen Simulation 5.3.3 Schaltzustände des RFET 5.3.4 On-zu-Off Verhältnisse des RFET 5.3.5 Einfluss der Bandlücke auf das On- zu Off-Verhältnis 5.3.6 Abhängigkeiten von geometrischen, materialspezifischen und physikalischen Parametern 5.3.7 Skalierung des RFET 5.3.8 Längenskalierung des aktiven Gebietes 5.4 Vergleich verschiedener Konzepte zur Rekonfigurierbarkeit 5.5 Zusammenfassung 6 Schaltungen aus rekonfigurierbaren Bauelementen 6.1 Komplementäre Schaltkreise 6.1.1 Inverter 6.1.2 Universelle Gatter 6.1.3 Anforderungen an komplementäre Bauelemente 6.1.4 Individuelle Symmetrieanpassung statischer Transistoren 6.2 Rekonfigurierbare Transistoren als Bauelemente für komplementäre Elektronik 6.2.1 Analyse des RFET als komplementäres Bauelement 6.2.2 Bauelementbedingungen für eine rekonfigurierbare komplementäre Elektronik 6.3 Erzeugung eines RFETs für rekonfigurierbare komplementäre Schaltkreise 6.3.1 Möglichkeiten der Symmetrieanpassung 6.3.2 Erzeugung eines RFET mit elektrischer Symmetrie 6.3.3 Erzeugung und Aufbau des symmetrischen RFET 6.3.4 Elektrische Eigenschaften des symmetrischen RFET 6.4 Realisierung von komplementären rekonfigurierbaren Schaltungen 6.4.1 Integration identischer RFETs 6.4.2 RFET-basierter komplementärer Inverter 6.4.3 Rekonfigurierbarer CMOS-Inverter 6.4.4 PMOS/NMOS-Inverter 6.4.5 Zusammenfassung zur RFET-Inverterschaltung 6.4.6 Rekonfigurierbarer NAND/NOR-Schaltkreis 6.5 Zusammenfassung und Diskussion 7 Zusammenfassung und Ausblick 7.1 Zusammenfassung 7.2 Ausblick Anhang Symbol- und Abkürzungsverzeichnis Literaturverzeichnis Publikations- und Vortragsliste Danksagung Eidesstattliche Erklärung

Die vorliegende Arbeit behandelt den Modularen Mehrpunktstromrichter M2C, der eine aufstrebende Mehrpunktstromrichtertopologie im Mittelspannungs- und Hochspannungsbereich ist. Die modulare Struktur des Stromrichters enthält in einem Stromrichterzweig eine Reihenschaltung aus identischen Submodulen (Zellen) und einer Spule. Der gesamte Stromrichter ist aus sechs Zweigen aufgebaut. Somit hängt die Anzahl der Spannungsstufen in den Leiter-Leiter-Spannungen von der zunächst beliebigen Anzahl der Submodule ab. Zur Untersuchung dieser komplexen Stromrichtertopologie werden zwei Simulationsmodelle hergeleitet: das kontinuierliche Modell und das diskrete Modell. Dafür wird das elektrische Schaltbild durch ein gewöhnliches Differenzialgleichungssystem beschrieben, wobei die Schaltzustände der Leistungshalbleiter durch sogenannte Schaltfunktionen abgebildet werden. Das kontinuierliche Modell verwendet Schaltfunktionen, die Werte in einem kontinuierlichen Intervall annehmen können. Bei Vorgabe der Zweigströme und Sternpunktspannung können die Lösungen der anderen Systemgrößen analytisch berechnet werden. Für den allgemeinen Fall ist dies numerisch möglich. Im Gegensatz dazu verwendet das diskrete Modell diskrete Schaltfunktionen. Es wird durch numerische Integrationsverfahren mit dem Schaltungssimulator MATLAB/Plecs simuliert. Eine spezielle Eigenschaft dieses Stromrichters sind seine inneren, an den Ein- und Ausgangsklemmen nicht messbaren Ströme: die sogenannten Kreisströme. Diese Stromanteile werden erstmalig mathematisch im Zeitbereich definiert und die Harmonischen hergeleitet, die sich für einen symmetrischen Betrieb des Stromrichters ergeben. Für das diskrete Modell wird eine Zweigstromregelung implementiert. Die Anfangswerte der Spulen und Kondensatoren werden durch die analytischen Gleichungen des kontinuierlichen Modells so berechnet, dass sich der eingeschwungene Zustand ergibt. Der M2C besitzt keinen großen, sondern viele verteilte Energiespeicher: die Submodulkondensatoren. Die gespeicherte Energie sollte symmetrisch verteilt sein. Dafür werden drei Möglichkeiten der Energieänderung hergeleitet und deren Effektivität gezeigt. Eine andere Untersuchung betrifft die Stromaufteilung innerhalb der Submodule auf den jeweils oberen und unteren Leistungshalbleiter. Dabei wird die Stromaufteilung für verschiedene Phasenwinkel und Kreisströme gezeigt. Der Einfluss der schwankenden Kondensatorspannungen auf die Leiter-Leiter-Spannungen sowie die Anzahl der Spannungsstufen in den Leiter-Leiter-Spannungen werden mit dem diskreten Modell untersucht. Die Genauigkeit der Simulationsmodelle wird mit Hilfe eines Prototyps des M2Cs überprüft, der von der Fa. Siemens entwickelt wurde. Es werden charakteristische Strom- und Spannungsverläufe gemessen und den simulierten Verläufen der beiden Simulationsmodelle gegenübergestellt. Die Auslegung des Leistungsteils gliedert sich in die Auslegung der Submodulkondensatoren und die der Leistungshalbleiter. Zuerst wird die Kapazität der Submodulkondensatoren auf der Grundlage von drei verschiedenen Kondensatorspezifikationen mit Hilfe eines iterativen Algorithmus minimiert. Dies wird sowohl für kreisstromfreie als auch für optimierte kreisstrombehaftete Betriebsweisen mit dem kontinuierlichen Modell durchgeführt. Im nächsten Schritt werden die Leistungshalbleiter mit dem diskreten Modell dimensioniert. Dafür wird ein Stromfaktor definiert, der eine ideale Parallelschaltung von mehreren Leistungshalbleitern beschreibt. Die Verluste, die Verlustverteilung sowie die Sperrschichttemperaturen in den Leistungshalbleitern für verschiedene Phasenwinkel zeigen das Verhalten des Stromrichters in verschiedenen Arbeitspunkten.:Kurzbeschreibung i Abstract iii Danksagung v Abbildungsverzeichnis xi Tabellenverzeichnis xvii Abkürzungsverzeichnis xix 0 Einleitung 1 1 Stand der Technik bei Mittelspannungsstromrichtern 3 1.1 Neutral-Point-Clamped Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . 5 1.2 Cascaded H-Bridge Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . . . 8 1.3 Flying Capacitor Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . . . . 10 2 Modularer Mehrpunktstromrichter 13 2.1 Aufbau . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13 2.2 Prinzipielle Funktionsweise . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15 2.2.1 Spannungserzeugung durch die Submodule . . . . . . . . . . . . . 15 2.2.2 Symmetrierung der Kondensatorspannungen . . . . . . . . . . . . 16 2.2.3 Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 2.3 Stand der Technik . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 2.4 Strukturelle Eigenschaften . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 2.4.1 Vorteile . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 2.4.2 Nachteile . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21 2.5 Motivation der Dissertation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22 3 Modellierung des Modularen Mehrpunktstromrichters 25 3.1 Verlust- und Sperrschichttemperaturberechnung von IGBT-Modulen . . . . 25 3.1.1 Stromfaktor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26 3.1.2 Verlustberechnung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26 3.1.2.1 Durchlassverluste . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27 3.1.2.2 Schaltverluste . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28 3.1.3 Thermisches Ersatzschaltbild . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30 3.2 Modellierung eines Antriebs mit Modularem Mehrpunktstromrichter . . . . 31 3.2.1 Schaltungsmodell mit einem Submodul pro Zweig . . . . . . . . . 31 3.2.2 Differenzialgleichungssystem für das Schaltungsmodell mit einem Submodul pro Zweig . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33 3.2.3 Das diskrete Modell . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36 3.2.4 Das kontinuierliche Modell . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37 4 Analyse und Simulation des Modularen Mehrpunktstromrichters 43 4.1 Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43 4.1.1 Definition der Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44 4.1.2 Harmonische der Kreisströme für den symmetrischen Betrieb . . . 45 4.2 Verfahren zur Erzeugung der Schaltsignale des diskreten Modells . . . . . . 49 4.3 Annahmen für die Simulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54 4.3.1 Daten des exemplarischen Simulationsmodells . . . . . . . . . . . 54 4.3.2 Anfangswertbestimmung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56 4.3.2.1 Spulenströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56 4.3.2.2 Kondensatorspannungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58 4.4 Analyse der Simulationsergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61 4.4.1 Verläufe charakteristischer Stromrichtergrößen . . . . . . . . . . . 61 4.4.2 Vergleich des kontinuierlichen und des diskreten Modells . . . . . . 69 4.4.3 Möglichkeiten der Verschiebung der gespeicherten Energie der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 78 4.4.3.1 Änderung der gespeicherten Energie einer Stromrichterphase . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 79 4.4.3.2 Verschiebung der gespeicherten Energie innerhalb einer Stromrichterphase . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 86 4.4.3.3 Änderung der gespeicherten Energien unter Verwendung der Sternpunktspannung . . . . . . . . . . . . . . . . . . 94 4.4.4 Stromaufteilung innerhalb der Submodule . . . . . . . . . . . . . . 95 4.4.5 Einfluss der schwankenden Kondensatorspannungen auf die Leiter- Leiter-Spannungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 102 5 Messtechnische Überprüfung der Simulationsmodelle 109 5.1 Versuchsaufbau . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 109 5.2 Messergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 112 5.2.1 Modularer Mehrpunktstromrichter mit dreiphasiger induktiver Last 112 5.2.2 Modularer Mehrpunktstromrichter mit Maschinenlast . . . . . . . . 123 6 Auslegung des Leistungsteils 133 6.1 Kondensatorspezifikation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 133 6.2 Iterativer Algorithmus zur Bestimmung der minimalen Submodulkapazität . 135 6.3 Kreisstromfreier Betrieb . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1 Auslegung der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1.1 Vorgehensweise . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1.2 Ergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 140 6.3.2 Auslegung der Leistungshalbleiter . . . . . . . . . . . . . . . . . . 143 6.3.2.1 Leistungshalbleiteraufwand . . . . . . . . . . . . . . . . 143 6.3.2.2 Verlustverteilung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 145 6.4 Betrieb mit optimierten Kreisströmen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1 Auslegung der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1.1 Algorithmus . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1.2 Ergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 151 6.4.2 Auslegung der Leistungshalbleiter . . . . . . . . . . . . . . . . . . 157 6.4.2.1 Leistungshalbleiteraufwand . . . . . . . . . . . . . . . . 157 6.4.2.2 Verlustverteilung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 159 7 Zusammenfassung der Dissertation 163 Literaturverzeichnis 169 / This thesis deals with the Modular Multilevel Converter M2C, an emerging and highly attractive multilevel converter topology for medium and high voltage applications. One of the most significant benefits of the M2C is its modular structure - the converter is composed of six converter arms, where each arm consists of a series connection of identical submodules (cells) and an inductor. Thus, the number of distinct voltage levels available for the line-to-line voltages is proportional to the number of submodules, which is in principle arbitrary. For the investigation of this complex converter topology, two simulation models - a continuous model and a discrete model - are derived. For this purpose, the electrical circuit is described by a system of ordinary differential equations where the switching states of the power semiconductors are represented by the so-called switching functions. The continuous model results from the analytical solution of the differential equations with a continuous interpretation of the switching functions. In contrast, the discrete model uses discrete switching functions and is computed using numeric integration methods with MATLAB/Plecs. One aspect of particular significance with the M2C is the topic of inner currents: the so-called circulating currents. In this thesis, these current components are defined mathematically in the time domain for the first time and the harmonics of the circulating currents for symmetrical operation of the converter are derived. For the discrete model, closed-loop control of the arm currents is implemented. Initial values for the inductors and capacitors are derived using the analytical equations of the continuous model. The M2C has several distributed energy storage elements: the submodule capacitors. The stored energy must be distributed evenly amongst these capacitors. To achieve this, three methods of energy distribution are presented. Another focus of this investigation is the current sharing between the upper and lower power semiconductor within the submodules. For different load phase angles and circulating currents, the current distribution is depicted. The influence of the floating capacitor voltages on the line-to-line voltages as well as the of number of discrete voltage levels in the line-to-line voltages are investigated with the discrete model. The accuracy of the simulation models is verified by experimentation with a prototype of the M2C from the company Siemens. The experimental results are compared with simulation results from the two simulation models. The dimensioning of the power components of the elecrical circuit is divided into two parts: the first for the submodule capacitors and the second for the power semiconductors. Initially, the capacitance of the submodule capacitors are minimized by an iterative algorithm on the basis of three different capacitor specifications. This computation is done using the continuous converter model for converter operation neglecting circulating currents and with optimized circulating currents. In the next step, the power semiconductors are dimensioned using the discrete model and assuming a defined current factor, which describes the ideal parallel connection of several semiconductors. The losses, the loss distribution, and the junction temperatures in the power semiconductors for different load phase angles describe the behavior of the converter for different operating points.:Kurzbeschreibung i Abstract iii Danksagung v Abbildungsverzeichnis xi Tabellenverzeichnis xvii Abkürzungsverzeichnis xix 0 Einleitung 1 1 Stand der Technik bei Mittelspannungsstromrichtern 3 1.1 Neutral-Point-Clamped Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . 5 1.2 Cascaded H-Bridge Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . . . 8 1.3 Flying Capacitor Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . . . . 10 2 Modularer Mehrpunktstromrichter 13 2.1 Aufbau . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13 2.2 Prinzipielle Funktionsweise . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15 2.2.1 Spannungserzeugung durch die Submodule . . . . . . . . . . . . . 15 2.2.2 Symmetrierung der Kondensatorspannungen . . . . . . . . . . . . 16 2.2.3 Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 2.3 Stand der Technik . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 2.4 Strukturelle Eigenschaften . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 2.4.1 Vorteile . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 2.4.2 Nachteile . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21 2.5 Motivation der Dissertation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22 3 Modellierung des Modularen Mehrpunktstromrichters 25 3.1 Verlust- und Sperrschichttemperaturberechnung von IGBT-Modulen . . . . 25 3.1.1 Stromfaktor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26 3.1.2 Verlustberechnung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26 3.1.2.1 Durchlassverluste . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27 3.1.2.2 Schaltverluste . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28 3.1.3 Thermisches Ersatzschaltbild . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30 3.2 Modellierung eines Antriebs mit Modularem Mehrpunktstromrichter . . . . 31 3.2.1 Schaltungsmodell mit einem Submodul pro Zweig . . . . . . . . . 31 3.2.2 Differenzialgleichungssystem für das Schaltungsmodell mit einem Submodul pro Zweig . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33 3.2.3 Das diskrete Modell . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36 3.2.4 Das kontinuierliche Modell . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37 4 Analyse und Simulation des Modularen Mehrpunktstromrichters 43 4.1 Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43 4.1.1 Definition der Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44 4.1.2 Harmonische der Kreisströme für den symmetrischen Betrieb . . . 45 4.2 Verfahren zur Erzeugung der Schaltsignale des diskreten Modells . . . . . . 49 4.3 Annahmen für die Simulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54 4.3.1 Daten des exemplarischen Simulationsmodells . . . . . . . . . . . 54 4.3.2 Anfangswertbestimmung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56 4.3.2.1 Spulenströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56 4.3.2.2 Kondensatorspannungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58 4.4 Analyse der Simulationsergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61 4.4.1 Verläufe charakteristischer Stromrichtergrößen . . . . . . . . . . . 61 4.4.2 Vergleich des kontinuierlichen und des diskreten Modells . . . . . . 69 4.4.3 Möglichkeiten der Verschiebung der gespeicherten Energie der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 78 4.4.3.1 Änderung der gespeicherten Energie einer Stromrichterphase . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 79 4.4.3.2 Verschiebung der gespeicherten Energie innerhalb einer Stromrichterphase . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 86 4.4.3.3 Änderung der gespeicherten Energien unter Verwendung der Sternpunktspannung . . . . . . . . . . . . . . . . . . 94 4.4.4 Stromaufteilung innerhalb der Submodule . . . . . . . . . . . . . . 95 4.4.5 Einfluss der schwankenden Kondensatorspannungen auf die Leiter- Leiter-Spannungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 102 5 Messtechnische Überprüfung der Simulationsmodelle 109 5.1 Versuchsaufbau . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 109 5.2 Messergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 112 5.2.1 Modularer Mehrpunktstromrichter mit dreiphasiger induktiver Last 112 5.2.2 Modularer Mehrpunktstromrichter mit Maschinenlast . . . . . . . . 123 6 Auslegung des Leistungsteils 133 6.1 Kondensatorspezifikation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 133 6.2 Iterativer Algorithmus zur Bestimmung der minimalen Submodulkapazität . 135 6.3 Kreisstromfreier Betrieb . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1 Auslegung der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1.1 Vorgehensweise . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1.2 Ergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 140 6.3.2 Auslegung der Leistungshalbleiter . . . . . . . . . . . . . . . . . . 143 6.3.2.1 Leistungshalbleiteraufwand . . . . . . . . . . . . . . . . 143 6.3.2.2 Verlustverteilung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 145 6.4 Betrieb mit optimierten Kreisströmen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1 Auslegung der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1.1 Algorithmus . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1.2 Ergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 151 6.4.2 Auslegung der Leistungshalbleiter . . . . . . . . . . . . . . . . . . 157 6.4.2.1 Leistungshalbleiteraufwand . . . . . . . . . . . . . . . . 157 6.4.2.2 Verlustverteilung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 159 7 Zusammenfassung der Dissertation 163 Literaturverzeichnis 169