I denne oppgaven studerte man design av integrert antenne for 433 MHz. Det ble valgt å designe en invertert-F-antenne for bruk i røykvarsler produsert av ICAS AS. Invertert-F-antenne har den fordelen over monopolen at den tar mindre plass, og den er lettere å tilpasse til 50 ohm enn invertert-L-antenne. Man konsentrerte seg om fire hovedparametere ved tilpassinga av antenna; dimensjonene $h$, $d$, $w$, $l$. Man fant at høyden mellom jordplanet og antenneelementet, $h$, er en vanskelig parameter å bruke til tilpassning og bør bestemmes først. En økning i bredden på antenneelementet, $w$, gir bedring i refleksjonstap og båndbredde, opp til en gitt bredde, før det stabiliserte seg og $w$ bare endret på resonansfrekvensen. De to viktigste tilpassningsparametrene var lengden på antenneelementet, $l$, og avstanden mellom jord- og matebeinet $d$. Begge hadde innvirkning på resonansfrekvens og impedans, men $d$ hadde størst betydning for endring av reaktans, mens $l$ var mest utslagsgivende for resonansfrekvensen. $d$ ble derfor brukt til å tilpasse reaktansen og $l$ til å justere resonansfrekvensen. Siden begge parametrene virket inn på både resonansfrekvens og impedans, måtte man kompensere med den ene dimensjonen ved endring av den andre dimensjonen. Størrelsen på jordplanet er en veldig kritisk faktor ved utvikling av integrerte antenner. Da størrelsen på jordplanet minket, ble antenna mer kapasitiv. En fant at bredden på jordplanet, det vil si lengden på jordplanet som lå parallelt med antenna, var mer kritisk enn høyden. Det viste seg å være en øvre grense i jordplanstørrelsen der impedansen sluttet å endre seg. Hovedproblemet med det lille jordplanet i antennedesignet, var at den høye kapasitansen som oppstod måtte utliknes ved hjelp av en tilsvarende sterk induktans på antenna. Hvis man vurderer vanlig filterteori ser man at store reaktansverdier gir lavere båndbredde. Den største utfordringen i dette arbeidet var å måle på antennene fordi røykvarsleren som antenna ble konstruert for, hadde et elektrisk lite jordplan. For at en monopolantenne skal fungere optimalt må den reflekteres i et uendelig stort jordplan, slik at det ser ut som en dipol i fjernfeltet. Siden jordplanet var lite, ble antenna usymmetrisk og man fikk sterke strømmer i jordplanet. Da ANA ble koblet til for å måle på antenna, fant disse strømmene veien inn i jordkappa på coax-kabelen. Problemet som da oppstod var at antenna så et mye større jordplan, bestående av antennas jordplan, coax-kabelen og ANA. For å blokkere strømmen i jordkappa, og dermed isolere jordplanet for seg selv, prøvde man å koble både feritter og bazookabalun på coax-kabelen. Ferittene viste seg å ha svært liten innvirkning. Ved å legga hånda på coax-kabelen ville man gi utslag på $s_{11}$-målinger hvis det gikk strøm i jordkappa. Det ble store utslag ved målinger med og uten feritter, mens ved bruk av balun var det nært ingen utslag. Målingene med balun ga et akseptabelt avvik fra simuleringene. Bruk av feritter er bare å anbefale på elektrisk store antenner. Da gir kabelen refleksjoner og spredeeffekter som kan hindres ved å koble flere feritter langs kabelen. På antenner med små jordplan er det ikke like enkelt. Da får man en strøm på jordkappa som resultat av lite jordplan. Denne strømmen kan reflekteres ved hjelp av feritter, men det ble funnet at de også vil absorbere en del av energien. Anbefalingen falt derfor på bazookabalun. Balunen vil reflektere all strømmen i jordkappa uten å absorbere. Dimensjonene på balunen er ikke viktig, bortsett fra lengden på røret, som bestemmer senterfrekvensen. Båndbredden til det endelige utkastet ble målt til 6 MHz i fem forskjellige tilstander. Resonansfrekvensen endret seg fra 429 MHz på betong til 433 MHz på treverk. Festet på betong var båndet til røykvarsleren utenfor ETSI-båndet, 433,05 MHz - 434,79 MHz. En økning i resonansfrekvensen med 3 MHz hadde plassert antenna rundt ETSI-båndet for alle tilstander antenna ble målt i. Balunen hadde en båndbredde som lå under resonansfrekvensen til antenna alene, men dekket resonansfrekvens for antenne montert i røykvarsler. Det ble derfor ikke gjort målinger ved resonansfrekvens på antenna, men ved 435 MHz, som lå i balunens bånd. De simulerte strålingsdiagrammene for 433 MHz og antennas simulerte resonansfrekvens, 473 MHz, var svært like så man antok at målinger på 435 MHz ville gi en bedre tilnærming til antennas strålingsdiagram ved resonansfrekvens enn målinger gjort ved resonansfrekvensen uten balun. Den målte strålingen likner lite på simuleringene, men det har i den store sammenhengen lite å si for den endelige løsningen. Strålingen viste seg å være svært avhengig av hva som befant seg innenfor nærfeltet til antenna. Røykvarslerens utforming, samt vegger og tak røykvarsleren festes til, er derfor avgjørende faktorer for røykvarslerens endelige strålingsdiagram. For å være sikker på at båndbredden er god nok, og at rekkevidde og direktivitet er akseptabel, må røykvarsleren ferdigstilles med radiobrikke og måles alene.

Denne oppgaven tar for seg linearisering av GaAs MMIC effektforsterkere. Det er brukt en pHEMT-prosess og senterfrekvensen ligger på 2,45 GHz. Effektforsterkerne som er konstruert kan levere utgangseffekter i størrelsesorden 1 W. Agilent Advanced Design System (ADS) ble brukt til konstruksjon og simulering. Moderne modulasjonsteknikker med varierende envelope krever lineære forsterkere for å fungere. Ulinearitetene i forsterkeren vil forvrenge signalet og skape støy både i og utenfor båndet. Effektiviteten til en lineær forsterker er vesentlig lavere enn for en ulineær forsterker. Ved bruk av linearisering kan effektiviteten økes ved at forsterkeren kan levere større utgangseffekt uten å generere mer støy. Lineariseringsteknikker kan også brukes til å forbedre en forsterker som ikke oppfyller kravet til linearitet, for eksempel støy i nabobånd. Teori for lineære effektforsterkere og lineariseringsmetoder blir presentert. Det er lagt vekt på predistorsjon og ``difference-frequency feedback''. Det ble også gjort simuleringer med disse to metodene. Begge metodene ga redusert intermodulasjon. Det er gjort målinger på komponenter i MMIC for å få en indikasjon på påliteligheten til dataverktøyet. Resultatet av disse målingene viste at modellene er nøyaktige for 2,45 GHz.

Utviklingen innen radiokommunikasjon går i retning av rekonfigurerbare programvaredefinerte radioer, der funksjonaliteten og signalbehandlingen er implementert i programvare. Fremveksten av standardiserte maskinvareplattformer og programvarerammeverk, som gjør det mulig å utvikle nye og fleksible radioer ved hjelp av hyllevarer, er et resultat av dette. To sentrale frie rammeverk for programvaredefinert radio er: GNU Radio, et selvstendig rammeverk; og «Open Source SCA Implementation::Embedded», en fri implementering av «Software Communications Architecture». Denne masteroppgaven undersøker hvordan radioplattformen «Universal Software Radio Peripheral» (USRP) kan brukes sammen med de to frie rammeverkene til å realisere en veikantenhet for elektronisk bompengeinnkreving. Det innledende litteraturstudiet viser at GNU Radio er best egnet til realiseringen på grunn av lav interkomponentlatens, et stort utvalg ferdige signalbehandlingsblokker og god støtte for USRP. Gjennom arbeidet med denne oppgaven ble det implementert en sender og en koherent mottaker til en veikantenhet ved hjelp av GNU Radio og USRP. Realiseringene fungerer delvis, men det oppsto betydelige problemer under testing. Beregningskompleksiteten er lav nok til at det vil være mulig å pakke radiofunksjonaliteten inn i en integrert enhet basert på datamaskinkomponenter og USRP.

Denne masteroppgaven tar for seg et problem fremsatt av Kongsberg Defence & Aerospace. KDA ønsker i en digital radiolinje-link å operere ved 10 dB signal-støyforhold på inngangen til mottakeren. Dette skaper problemer for den gjeldende bærebølgegjenvinningen som fungerer ned til 13 dB. Bærebølgegjenvinneren består av en analog frekvensestimator etterfulgt av en digital faseestimator, hvor det er faseestimatoren som ifølge KDA ikke klarer å operere tilfredsstillende. Kravet for tilfredstillende operasjon ved 10 dB SNR er 2 grader RMS-fasefeil. Den gjeldende løsningen for faseestimering er Costas sløyfe med et 2. ordens filter. I denne masteroppgaven blir det foreslått to metoder for faseestimering. Den første baserer seg på ML-estimator med detekterte symboler, men har et tillegg for å kompensere for frekvensvariasjoner ut fra frekvensestimatoren i forkant. Dette tillegget lagrer faseestimat ut fra ML-estimatoren, og bruker lineær regresjon for å regne ut frekvensavviket. Det vises at dette systemet ikke fungerer tilfredsstillende ved 10 dB SNR. Den andre metoden er en tilleggsmodul kalt selektiv oppdatering. Denne modulen oppdaterer kun faseestimatet hvis en punktprøve er nær nok til et konstellasjonspunkt, hvis ikke blir punktprøven ignorert av faseestimatoren. Det vises teoretisk at denne metoden gir lavere symbolfeilsannsynlighet, men i simulerte systemer fungerer den ikke tilfredstillende. Denne modulen for selektiv oppdatering av faseestimatoren har blitt testet både med både ML-estimator og Costas sløyfe, og i begge tilfellene gir den dårligere faseestimat. Dette viser at gevinsten ved sikrere punktprøver går bort i færre punktprøver brukt i estimeringen. Det blir også foretatt en analyse av KDAs gjeldende faseestimator. Det vises både teoretisk og ved simulering at de opprinnelige filterparametrene brukt av KDA i Costas sløyfe gir et underdempet system. Forslaget til nye parametre er gamma = 2^-7 og rho = 2^-8. Disse parametrene har et forholdsvis raskt innsvingningsforløp, men er bare 0,25 grader over kravet på 2 grader RMS-fasefeil.

Denne oppgaven omhandler lydforplantning i havområder med avstandsav- hengig oseanografi og er en fortsettele av høstprosjektet i faget TTT4551. Det er sett på hvordan det gjennomsnittlige transmisjonstapet konvergerer mot en endelig verdi ved å ta med flere og flere profiler profiler i beregningen av lydhastighetsfeltet. Dette er gjort for både målte lydhastighetsdata og beregnede lydhastighetsdata. De beregnede lydhastighetsdataene er bereg- net med den samme strålegangsmodellen som ble benyttet for å berenge transmisjonstapet for de målte dataene. Det var strålegangsmodellen Lybin som ble benyttet til å gjøre beregningene på de målte og de beregnede lydhastighetsdataene. Vanligvis kan en gå ut i fra at lydhastigheten i havet ikke er avstandsavhen- gig, men dette er ikke hele sannheten. Det kan oppstå tempraturforandringer, endringer i saltinnhold og i trykk som gjør at dette ikke stemmer. For å finne ut av dette kan en dele vannvolumet inn i flere områder hvor en sier at en lydhastighet gjelder. Så kan en beregne lydhastighetsfeltet i det området profilen gjelder for for så å sette disse lydfeltene sammen til slutt. Da får en en modell for hele vannvolumet. Det er denne metoden Lybin benytter. Lybin baserer seg på strålegangsberegninger, noe som gjør det til et raskt og anvendelig metode.

Denne masteroppgaven omhandler et interferensfenomen i skipsradar som har fått benevnelsen «radarbaug». Radarbaugen er en type nærekko som skyldes båtens egne strukturer, men som opptrer på avstander langt ut over båtens fysiske utstrekning. Radarbaugen kan maskere mål og hindre deteksjon i båtens nærområde - et område det er kritisk for en navigatør å ha god oversikt over. Kunnskap om denne type interferens, hvordan den oppstår og hvilke egenskaper den har, vil gi nødvendig bakgrunn for utvikling av teknikker og metoder for signalbehandling i skipsradar som kan bedre deteksjonsevnen for mål nær eget fartøy og dermed medvirke til økt sikkerhet til sjøs. I denne oppgaven har en derfor forsøkt både å undersøke nærmere hvordan denne type uønskede signaler oppstår, samt foreslå egnet signalbehandling. I innledingen ble det gjennomført et litteratursøk for å kartlegge om det finnes etablert teori som omhandler denne typen interferensproblematikk. Søket viste at det finnes svært lite litteratur på området. Etablering av egen grunnlagsteori vil derfor være derfor nødvendig. Antakelser om at radarbaugen skyldes multiple refleksjoner grunnet spredere på eget fartøy har fungert som en hypotese som er forsøkt sannsynliggjort gjennom to hovedpunkter - datasimuleringer og sammenlikning/gransking av nærekko fra ulike skrogutforminger. Simuleringer av problemstillingen ble forsøkt i gratis prøveversjoner av dataverktøyene Feko og WIPL-D. Begge disse programmene kan ha mulighet til å utføre denne type beregninger, men begrensninger i gratisversjonene gjorde det umulig å gjennomføre aktuelle simuleringer. Det vil derfor være behov for tilgang på fullversjoner før en fullstendig analyse og evaluering kan gjøres. Sammenlikning og gransking av nærekko fra to fartøy med ulike skrogutforminger viste at to ulike fartøy med forskjellig utforming skaper nærekko med ulik karakteristikk. Maksimal utstrekning på radarbaugen relativt skroglengde varierer fra 1,5-2,3 for fergen MF «Raunefjord», mens tilsvarende tall for fergen MF «Harøy» er 2,2-3,8. Forskjellige skrogutforminger medfører variasjoner også i radarbaugens bredde i asimut, og begge deler indikerer at skrogets utforming har betydning for denne type nærekko. Det er utviklet og prøvd ut metoder for dopplerfiltrering av «radarbaug» i skipsradar. Standard binomiske MTI-filtre av lengde 2 og 3, samt FIR-filtre med spesialtilpassede vekter av lengde 6 og 12 designet i Matlab er benyttet på et utvalg av måledata som inneholdt minst mulig sjøclutter. Beregninger av clutterdemping ga gjennomsnittsverdier på 18,2-19,6 dB for X-bånd og 8,7-10,5 dB for S-bånd. Filtrene av lengde 2 og 6 viser best clutterdemping. Forskjellen mellom de to radarbåndene henger trolig sammen med at det er mer annen type clutter i måledataene fra S-bånd. Som en integrert del av kartleggingsarbeidet i oppgaven er det utviklet et lettfattelig og brukervennlig dataverktøy for kartlegging av «radarbaug» i Matlab. Dette vil danne grunnlag for videre arbeid ved å forenkle analyse av nærekko i skipsradar for nye fartøy og skrogtyper.

Termoakustikk går i korte trekk ut på å utnytte den lille temperaturdifferansen som genereres av trykkdifferansene som dannes av all lyd. En økning av trykket i en gass vil også øke temperaturen. Termoakustiske kjølere bygges for å oppnå høyest mulig lydtrykk slik at denne varmeforandringen blir størst mulig. Varmeforandringen utnyttes ved hjelp av en buffer som kalles stakk. Stakkens oppgave er å lagre varme mens den flyttes fra et sted til et annet. Gassen som resonerer gjennom stakken flytter litt varme oppover ved hver svingning på samme måte som en menneskelig bøttekjede flytter vann. Ved å plassere en varmeveksler i varm side som kan ta ut overskuddsvarmen, blir det mulig å kjøle ned noe i kald side av stakken. For å oppnå en målbar kjøleeffekt, ble kjøleren bygget større og mer komplisert enn kjøleren i forrige prosjekt. Før selve byggingen, ble kjøleren simulert i Comsol Multiphysics for å avgjøre viktige designkriterier. Den optimale rørlengden ved gitt frekvens, ble funnet til 98,3 cm. Selve byggingen ble gjort på mekanisk verksted ved NTNU. Det ble brukt et kraftig PA høytalerelement for å få maksimal effekt. Et akrylrør ble brukt som resonansrør og de fleste andre delene ble produsert i aluminium. En blokk av det keramiske materialet Celcor ble valgt til stakk. Dette materialet hadde alle de viktige egenskapene en god termoakustisk stakk burde ha. Systemet som gjorde det ble mulig å måle effekten, bestod av en varmetråd i den kalde siden av stakken og en varmeveksler for gjennomføring av vann i den varme siden. Systemet ble først testet for å avgjøre hvor i røret stakken burde stå. Den optimale plassering var ca 2 cm fra toppen av resonatoren. Dette var ikke et forventet resultat og plasseringen ville dessuten gjort montering av varmeveksleren umulig. Det ble så målt trykkfordeling i røret, dempning og refleksjonsfaktor til stakken for å finne årsaken til den uventede optimale plasseringen. En direkte årsak til at kjøleren hadde best ytelse med stakken 2 cm fra toppen, i trykkmaksima av kvartbølgen, ble imidlertid ikke funnet. Stakken ble så fastmontert ca 5 cm fra toppen, varmetråden og varmeveksleren montert henholdsvis under og over denne. For å kunne finne et bra mål på kjøleeffekten ble varmeoverføringskoeffisienten til systemet målt. Denne ble funnet ved å sette forskjellige effektlaster i varmetråden til temperaturen i systemet stabiliserte seg. Ved stabil temperatur vil all varme som blir tilført systemet gå ut gjennom rørveggen. Varmeoverføringskoeffisienten ble målt til 0,23 watt/grad. Ved å bruke den målte varmeoverføringskoeffisienten ble kjøleeffekten og virkningsgraden målt med en last fra 0 til ca 40 watt. Med 5 cm lang stakk oppnådde kjøleren en kjøleeffekt på ca 5 watt ved 14 grader og ca 15 watt ved 20 grader. Dette beviste at kjøleren klarte å pumpe en betydelig mengde varme, men at den ikke klarte å gjøre dette ved lave temperaturer. Dette ble antatt å skyldes at kjøleren ikke oppnådde høy nok temperaturdifferanse i utgangspunktet.

I prosjektet høsten 2008 ble det designet en effektforsterker på 145 MHz for en dobbel cubesat. Arbeidet med forsterkeren fortsatte i denne oppgaven, der det har blitt designet tilpasningsnettverk henholdsvis for størst uteffekt og effektivitet. Tilgjengeligheten av storsignalmodell for Filtronixtransistoren brukt i prosjektet har gjort det mulig å optimalisere med tanke på effekt og effektivitet. Det ble oppnådd maks uteffekt på 32 dBm og maks effektivitet på 52% etter optimaliseringen og endring til en klasse B biasering. For å øke redundansen til forsterkeren ble den satt inn i et push-pulldesign, slik at forsterkeren gikk fra en gren til to grener. Det ble prøvd ulike tilpasningsnettverk, og alternativet uten tilpasning rundt selve transistoren ble valgt. Det gav maks uteffekt på 32 dBm og en effektivitet på 30% ved 30 dBm ut. Ved å inkludere en bufferforsterker i hver gren øker redundansen til systemet enda mer. Forsterkeren gav nå hele 37 dB forsterkning ved et inngangsnivå på - 8dBm. Maks uteffekt var fortsatt 32 dBm. Fra designet ble det laget et PCB-utlegg. Måleresultatene viste at S-parameterdataene til storsignalmodellen var feil, slik at nytt tilpasningsnettverk måtte designes. Effektmålingene gav maks uteffekt på 27,5 dBm og en effektivitet på 27,5%. Alle to-tone simuleringene og målingene var aldri høyere enn -20 dBc for 3. ordens intermodulasjonsprodukt. For bruk i en satellitt blir en effektivitet på kun 27,5% for liten, og det må jobbes videre med å finne en løsning som gir høy nok effektivitet.

Kontrabassens laveste egenfrekvens er rundt 60 Hz, men enkelte kontrabasser kan spille toner helt ned til 30,8 Hz. Hvis det skal utstråles lyd i området 30 til 60 Hz må det derfor i hovedsak foregå ved overføring av energi gjennom kontrabassens pigg til scenegulv. Guettler et al.[1] har påvist at overføringen fra kontrabass til scene er størst ved god impedanstilpasning, noe som i frekvensområdet 30 til 60 Hz vil si ettergivende underlag. Denne oppgaven tar i den sammenheng for seg lavfrekvent lydutstråling fra vibrerende scenegulv. Det ble gjennomført målinger av vibrasjoner på scenegulv og målinger av lydtrykket i sal ved eksitering av scenegulv. Det er videre gjennomført vurderinger med grunnlag i målingene og gjeldende teori. Målingene indikerer at bølgelengden til scenedekker av tre i området 30 til 60 Hz har kortere bøyningsbølgelengde enn bølgelengden i luft, noe som tilsier at dette området ligger under grensefrekvens og dermed har minimal utstråling fra utbredende bølger og resonanser. Videre indikerer målingene at det finnes et felt rundt eksitasjonspunktet med kraftig utsving og videre målinger indikerer at dette feltet kan være hovedkilden til utstrålt lyd fra scenegulv i området 30 til 60 Hz. Målinger av lydtrykk i saler viser at det finnes forsterkning av lavere frekvenser, men at det er frekvensene over 60 Hz, sannsynligvs utstrålt fra kontrabassen, som dominerer lydtrykket i rommet. Da dette er en kompleks problemstilling med mange innvirkende faktorer bør videre arbeid inkludere undersøkelser for å underbygge eller motbevise det som er vurdert ut fra funnene i denne oppgaven. Det burde også undersøkes hvilken innvirkning hulrommet under scener og bruk av klangkasser har å si for utstråling av lavfrekvent lyd. [1] Knut Guettler, Anders Buen og Anders Askenfelt. An in-depth analysis of the double bass-stage floor contact, 2008.

Moderne enbrikkesystemer bygges i større og større grad opp av heterogene strukturer der ulike applikasjoner med forskjellige oppgaver kommuniserer med hverandre. Strenge krav stilles til pålitelighet i form av korrekthet, enkelhet, robusthet, stabilitet, rettferdighet og optimalitet i slike systemer. Network on Chip(NoC)'s viktigste oppgave er å skjule kommunikasjonsprotokollen for de ulike applikasjonene slik at de kan utvikles uavhengig av brikkens infrastruktur. Videre bidrar NoC til å møte strenge tidsfrister i sanntidssystemer. Arbeidet viser at NoC er spesielt anvendbart på FPGA, der infrastruktur er en begrenset ressurs. Videre kan NoC bedre utnyttelse av dynamisk rekonfigurering. Undersøkelser viser at en nettverksarkitektur med SAF-svitsjing og to virtuelle kanaler per ruter gir gode resultater for båndbredde og QoS. QoS med to prioritetsnivåer oppnås ved at hver ruter arbitrerer på en inngangskø samt at alle pakker til en hver tid er fullstendig buffret i en ruter i nettverket. Syntese til Xilinx Spartan-3 FPGA viser at nettverket med 4x4 mesh-topologi gir en teoretisk båndbredde på $1,3GBit/s$. Videre viser analyser at nettverket er anvendbart på et antall FPGA'er og med en rekke ulike applikasjoner. Arbeidet har vist at QoS for NoC er både fordelaktig og oppnåelig i moderne enbrikkesystemer.