The field programmable gate array (FPGA) is an attractive computational platform for many applications because of its customizable nature and modest development cost, in terms of both time and money. As FPGAs scale to increased logical capacities, designers have increased flexibility. However, the FPGA placement problem becomes more difficult at increased sizes. Increasingly, designers are encouraged to structure designs hierarchically and floor-plan. Floor planning is a manual process which maps specified design submodules to selected physical regions of the FPGA device fabric. This thesis explores several of the effects that floor-planning has on submodules and the designs they comprise. A method is developed to explore the floor-planning impact on submodules independent of a full design. Six different submodules are independently subjected to varying timing constraints and to area constraints of varying aspect ratios and area allocations. The resulting submodule minimum clock periods, routing overflows, and relocatabilities are assembled from millions of submodule implementations. The aggregate results suggest that EDA placement and routing tools can meet design constraints even with extreme combinations of submodule aspect ratio and area allocations; however, the probability of implementations meeting constraints may be low at those extremes. Separate sets of submodule floor-planning guidelines are developed to optimize for meeting minimum clock period constraints, minimizing routing overflow, and maximize relocatability. The submodule floor planning guidelines for meeting minimum clock period are verified in full design implementations.

The Modular Multilevel Converter (MMC) is one of the most commonly used active converters in the high-/medium-voltage sector due to its many advantages such as high scalability, high efficiency, modularity and low harmonic contents. However, in low-voltage and high-current applications, classical MMC designs are not very economical. Recently there has been interest in a new design of modular multilevel converter with interleaved submodules (ISM-MMC) capable of using lower cost, lower current switches. The aim of this study is to compare several different design configurations for a given ISM-MMC topology including classical MMC and to give the best design approach taking into account the efficiency and energy density of the system. The power loss of ISM-MMC influence the final efficiency. The loss studied in this thesis mainly consists of conduction losses and switching losses in the semiconductor devices and inductor losses. An analytical calculation method is summarized and validated by the simulation result. The simulation result is carried out in PLECS model with different system components. Power density is determined by the output power and the converter dimension. The volume of semiconductor devices and passive components determine the general dimension of the converter. This thesis discusses the selection of semiconductor devices, inductor and capacitor in the system, with semiconductor devices constraining interleaved leg current and submodule voltage, inductor constraining output current ripple and capacitor constraining capacitor voltage fluctuation. After the specific components are designed, their dimensions are evaluated, and thus the power density of different configurations can be compared. / Den modulära multinivåomvandlaren (modular multilevel converter, MMC) är en av de mest använda aktiva omvandlarna inom hög-/mellanspänningssektorn på grund av dess många fördelar som hög skalbarhet, hög verkningsgrad, modularitet och lågt övertonsinnehåll. Men i lågspännings- och högströmsapplikationer är konventionella MMC-konstruktioner inte särskilt ekonomiska. Nyligen har det funnits intresse för en ny design av modulär flernivåomvandlare med interfolierade submoduler (ISM-MMC) som kan uppnå lägre kostnad, och använda mindre halvledarelement. Syftet med denna studie är att jämföra flera olika designkonfigurationer för en given ISM-MMC-topologi inklusive konventionell MMC och att ge den bästa designmetoden med hänsyn till systemets verkningsgrad och energitäthet. Effektförlusten för ISM-MMC påverkar den slutliga verkningsgraden. Förluster som studeras i denna avhandling består huvudsakligen av ledningsförluster och kopplingsförluster i halvledarenheterna och induktorförluster. En analytisk beräkningsmetod sammanfattas och valideras av simuleringsresultatet. Simuleringsresultatet utförs men en PLECS-modell med olika systemkomponenter. Effekttätheten bestäms av uteffekten och omvandlardimensionen. Volymen av halvledarenheter och passiva komponenter bestämmer omvandlarens allmänna dimension. Denna avhandling diskuterar valet av halvledarenheter, induktor och kondensator i systemet, med halvledarenheter som begränsar interfolierad benström och submodulspänning, induktor som begränsar utströmsrippel och kondensatorbegränsande kondensatorspänningsfluktuationer. Efter att de specifika komponenterna har valts utvärderas deras storlek, och därmed kan effekttätheten för olika konfigurationer jämföras.

Die vorliegende Arbeit behandelt den Modularen Mehrpunktstromrichter M2C, der eine aufstrebende Mehrpunktstromrichtertopologie im Mittelspannungs- und Hochspannungsbereich ist. Die modulare Struktur des Stromrichters enthält in einem Stromrichterzweig eine Reihenschaltung aus identischen Submodulen (Zellen) und einer Spule. Der gesamte Stromrichter ist aus sechs Zweigen aufgebaut. Somit hängt die Anzahl der Spannungsstufen in den Leiter-Leiter-Spannungen von der zunächst beliebigen Anzahl der Submodule ab. Zur Untersuchung dieser komplexen Stromrichtertopologie werden zwei Simulationsmodelle hergeleitet: das kontinuierliche Modell und das diskrete Modell. Dafür wird das elektrische Schaltbild durch ein gewöhnliches Differenzialgleichungssystem beschrieben, wobei die Schaltzustände der Leistungshalbleiter durch sogenannte Schaltfunktionen abgebildet werden. Das kontinuierliche Modell verwendet Schaltfunktionen, die Werte in einem kontinuierlichen Intervall annehmen können. Bei Vorgabe der Zweigströme und Sternpunktspannung können die Lösungen der anderen Systemgrößen analytisch berechnet werden. Für den allgemeinen Fall ist dies numerisch möglich. Im Gegensatz dazu verwendet das diskrete Modell diskrete Schaltfunktionen. Es wird durch numerische Integrationsverfahren mit dem Schaltungssimulator MATLAB/Plecs simuliert. Eine spezielle Eigenschaft dieses Stromrichters sind seine inneren, an den Ein- und Ausgangsklemmen nicht messbaren Ströme: die sogenannten Kreisströme. Diese Stromanteile werden erstmalig mathematisch im Zeitbereich definiert und die Harmonischen hergeleitet, die sich für einen symmetrischen Betrieb des Stromrichters ergeben. Für das diskrete Modell wird eine Zweigstromregelung implementiert. Die Anfangswerte der Spulen und Kondensatoren werden durch die analytischen Gleichungen des kontinuierlichen Modells so berechnet, dass sich der eingeschwungene Zustand ergibt. Der M2C besitzt keinen großen, sondern viele verteilte Energiespeicher: die Submodulkondensatoren. Die gespeicherte Energie sollte symmetrisch verteilt sein. Dafür werden drei Möglichkeiten der Energieänderung hergeleitet und deren Effektivität gezeigt. Eine andere Untersuchung betrifft die Stromaufteilung innerhalb der Submodule auf den jeweils oberen und unteren Leistungshalbleiter. Dabei wird die Stromaufteilung für verschiedene Phasenwinkel und Kreisströme gezeigt. Der Einfluss der schwankenden Kondensatorspannungen auf die Leiter-Leiter-Spannungen sowie die Anzahl der Spannungsstufen in den Leiter-Leiter-Spannungen werden mit dem diskreten Modell untersucht. Die Genauigkeit der Simulationsmodelle wird mit Hilfe eines Prototyps des M2Cs überprüft, der von der Fa. Siemens entwickelt wurde. Es werden charakteristische Strom- und Spannungsverläufe gemessen und den simulierten Verläufen der beiden Simulationsmodelle gegenübergestellt. Die Auslegung des Leistungsteils gliedert sich in die Auslegung der Submodulkondensatoren und die der Leistungshalbleiter. Zuerst wird die Kapazität der Submodulkondensatoren auf der Grundlage von drei verschiedenen Kondensatorspezifikationen mit Hilfe eines iterativen Algorithmus minimiert. Dies wird sowohl für kreisstromfreie als auch für optimierte kreisstrombehaftete Betriebsweisen mit dem kontinuierlichen Modell durchgeführt. Im nächsten Schritt werden die Leistungshalbleiter mit dem diskreten Modell dimensioniert. Dafür wird ein Stromfaktor definiert, der eine ideale Parallelschaltung von mehreren Leistungshalbleitern beschreibt. Die Verluste, die Verlustverteilung sowie die Sperrschichttemperaturen in den Leistungshalbleitern für verschiedene Phasenwinkel zeigen das Verhalten des Stromrichters in verschiedenen Arbeitspunkten. / This thesis deals with the Modular Multilevel Converter M2C, an emerging and highly attractive multilevel converter topology for medium and high voltage applications. One of the most significant benefits of the M2C is its modular structure - the converter is composed of six converter arms, where each arm consists of a series connection of identical submodules (cells) and an inductor. Thus, the number of distinct voltage levels available for the line-to-line voltages is proportional to the number of submodules, which is in principle arbitrary. For the investigation of this complex converter topology, two simulation models - a continuous model and a discrete model - are derived. For this purpose, the electrical circuit is described by a system of ordinary differential equations where the switching states of the power semiconductors are represented by the so-called switching functions. The continuous model results from the analytical solution of the differential equations with a continuous interpretation of the switching functions. In contrast, the discrete model uses discrete switching functions and is computed using numeric integration methods with MATLAB/Plecs. One aspect of particular significance with the M2C is the topic of inner currents: the so-called circulating currents. In this thesis, these current components are defined mathematically in the time domain for the first time and the harmonics of the circulating currents for symmetrical operation of the converter are derived. For the discrete model, closed-loop control of the arm currents is implemented. Initial values for the inductors and capacitors are derived using the analytical equations of the continuous model. The M2C has several distributed energy storage elements: the submodule capacitors. The stored energy must be distributed evenly amongst these capacitors. To achieve this, three methods of energy distribution are presented. Another focus of this investigation is the current sharing between the upper and lower power semiconductor within the submodules. For different load phase angles and circulating currents, the current distribution is depicted. The influence of the floating capacitor voltages on the line-to-line voltages as well as the of number of discrete voltage levels in the line-to-line voltages are investigated with the discrete model. The accuracy of the simulation models is verified by experimentation with a prototype of the M2C from the company Siemens. The experimental results are compared with simulation results from the two simulation models. The dimensioning of the power components of the elecrical circuit is divided into two parts: the first for the submodule capacitors and the second for the power semiconductors. Initially, the capacitance of the submodule capacitors are minimized by an iterative algorithm on the basis of three different capacitor specifications. This computation is done using the continuous converter model for converter operation neglecting circulating currents and with optimized circulating currents. In the next step, the power semiconductors are dimensioned using the discrete model and assuming a defined current factor, which describes the ideal parallel connection of several semiconductors. The losses, the loss distribution, and the junction temperatures in the power semiconductors for different load phase angles describe the behavior of the converter for different operating points.

Die vorliegende Arbeit behandelt den Modularen Mehrpunktstromrichter M2C, der eine aufstrebende Mehrpunktstromrichtertopologie im Mittelspannungs- und Hochspannungsbereich ist. Die modulare Struktur des Stromrichters enthält in einem Stromrichterzweig eine Reihenschaltung aus identischen Submodulen (Zellen) und einer Spule. Der gesamte Stromrichter ist aus sechs Zweigen aufgebaut. Somit hängt die Anzahl der Spannungsstufen in den Leiter-Leiter-Spannungen von der zunächst beliebigen Anzahl der Submodule ab. Zur Untersuchung dieser komplexen Stromrichtertopologie werden zwei Simulationsmodelle hergeleitet: das kontinuierliche Modell und das diskrete Modell. Dafür wird das elektrische Schaltbild durch ein gewöhnliches Differenzialgleichungssystem beschrieben, wobei die Schaltzustände der Leistungshalbleiter durch sogenannte Schaltfunktionen abgebildet werden. Das kontinuierliche Modell verwendet Schaltfunktionen, die Werte in einem kontinuierlichen Intervall annehmen können. Bei Vorgabe der Zweigströme und Sternpunktspannung können die Lösungen der anderen Systemgrößen analytisch berechnet werden. Für den allgemeinen Fall ist dies numerisch möglich. Im Gegensatz dazu verwendet das diskrete Modell diskrete Schaltfunktionen. Es wird durch numerische Integrationsverfahren mit dem Schaltungssimulator MATLAB/Plecs simuliert. Eine spezielle Eigenschaft dieses Stromrichters sind seine inneren, an den Ein- und Ausgangsklemmen nicht messbaren Ströme: die sogenannten Kreisströme. Diese Stromanteile werden erstmalig mathematisch im Zeitbereich definiert und die Harmonischen hergeleitet, die sich für einen symmetrischen Betrieb des Stromrichters ergeben. Für das diskrete Modell wird eine Zweigstromregelung implementiert. Die Anfangswerte der Spulen und Kondensatoren werden durch die analytischen Gleichungen des kontinuierlichen Modells so berechnet, dass sich der eingeschwungene Zustand ergibt. Der M2C besitzt keinen großen, sondern viele verteilte Energiespeicher: die Submodulkondensatoren. Die gespeicherte Energie sollte symmetrisch verteilt sein. Dafür werden drei Möglichkeiten der Energieänderung hergeleitet und deren Effektivität gezeigt. Eine andere Untersuchung betrifft die Stromaufteilung innerhalb der Submodule auf den jeweils oberen und unteren Leistungshalbleiter. Dabei wird die Stromaufteilung für verschiedene Phasenwinkel und Kreisströme gezeigt. Der Einfluss der schwankenden Kondensatorspannungen auf die Leiter-Leiter-Spannungen sowie die Anzahl der Spannungsstufen in den Leiter-Leiter-Spannungen werden mit dem diskreten Modell untersucht. Die Genauigkeit der Simulationsmodelle wird mit Hilfe eines Prototyps des M2Cs überprüft, der von der Fa. Siemens entwickelt wurde. Es werden charakteristische Strom- und Spannungsverläufe gemessen und den simulierten Verläufen der beiden Simulationsmodelle gegenübergestellt. Die Auslegung des Leistungsteils gliedert sich in die Auslegung der Submodulkondensatoren und die der Leistungshalbleiter. Zuerst wird die Kapazität der Submodulkondensatoren auf der Grundlage von drei verschiedenen Kondensatorspezifikationen mit Hilfe eines iterativen Algorithmus minimiert. Dies wird sowohl für kreisstromfreie als auch für optimierte kreisstrombehaftete Betriebsweisen mit dem kontinuierlichen Modell durchgeführt. Im nächsten Schritt werden die Leistungshalbleiter mit dem diskreten Modell dimensioniert. Dafür wird ein Stromfaktor definiert, der eine ideale Parallelschaltung von mehreren Leistungshalbleitern beschreibt. Die Verluste, die Verlustverteilung sowie die Sperrschichttemperaturen in den Leistungshalbleitern für verschiedene Phasenwinkel zeigen das Verhalten des Stromrichters in verschiedenen Arbeitspunkten.:Kurzbeschreibung i Abstract iii Danksagung v Abbildungsverzeichnis xi Tabellenverzeichnis xvii Abkürzungsverzeichnis xix 0 Einleitung 1 1 Stand der Technik bei Mittelspannungsstromrichtern 3 1.1 Neutral-Point-Clamped Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . 5 1.2 Cascaded H-Bridge Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . . . 8 1.3 Flying Capacitor Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . . . . 10 2 Modularer Mehrpunktstromrichter 13 2.1 Aufbau . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13 2.2 Prinzipielle Funktionsweise . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15 2.2.1 Spannungserzeugung durch die Submodule . . . . . . . . . . . . . 15 2.2.2 Symmetrierung der Kondensatorspannungen . . . . . . . . . . . . 16 2.2.3 Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 2.3 Stand der Technik . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 2.4 Strukturelle Eigenschaften . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 2.4.1 Vorteile . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 2.4.2 Nachteile . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21 2.5 Motivation der Dissertation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22 3 Modellierung des Modularen Mehrpunktstromrichters 25 3.1 Verlust- und Sperrschichttemperaturberechnung von IGBT-Modulen . . . . 25 3.1.1 Stromfaktor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26 3.1.2 Verlustberechnung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26 3.1.2.1 Durchlassverluste . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27 3.1.2.2 Schaltverluste . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28 3.1.3 Thermisches Ersatzschaltbild . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30 3.2 Modellierung eines Antriebs mit Modularem Mehrpunktstromrichter . . . . 31 3.2.1 Schaltungsmodell mit einem Submodul pro Zweig . . . . . . . . . 31 3.2.2 Differenzialgleichungssystem für das Schaltungsmodell mit einem Submodul pro Zweig . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33 3.2.3 Das diskrete Modell . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36 3.2.4 Das kontinuierliche Modell . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37 4 Analyse und Simulation des Modularen Mehrpunktstromrichters 43 4.1 Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43 4.1.1 Definition der Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44 4.1.2 Harmonische der Kreisströme für den symmetrischen Betrieb . . . 45 4.2 Verfahren zur Erzeugung der Schaltsignale des diskreten Modells . . . . . . 49 4.3 Annahmen für die Simulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54 4.3.1 Daten des exemplarischen Simulationsmodells . . . . . . . . . . . 54 4.3.2 Anfangswertbestimmung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56 4.3.2.1 Spulenströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56 4.3.2.2 Kondensatorspannungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58 4.4 Analyse der Simulationsergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61 4.4.1 Verläufe charakteristischer Stromrichtergrößen . . . . . . . . . . . 61 4.4.2 Vergleich des kontinuierlichen und des diskreten Modells . . . . . . 69 4.4.3 Möglichkeiten der Verschiebung der gespeicherten Energie der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 78 4.4.3.1 Änderung der gespeicherten Energie einer Stromrichterphase . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 79 4.4.3.2 Verschiebung der gespeicherten Energie innerhalb einer Stromrichterphase . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 86 4.4.3.3 Änderung der gespeicherten Energien unter Verwendung der Sternpunktspannung . . . . . . . . . . . . . . . . . . 94 4.4.4 Stromaufteilung innerhalb der Submodule . . . . . . . . . . . . . . 95 4.4.5 Einfluss der schwankenden Kondensatorspannungen auf die Leiter- Leiter-Spannungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 102 5 Messtechnische Überprüfung der Simulationsmodelle 109 5.1 Versuchsaufbau . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 109 5.2 Messergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 112 5.2.1 Modularer Mehrpunktstromrichter mit dreiphasiger induktiver Last 112 5.2.2 Modularer Mehrpunktstromrichter mit Maschinenlast . . . . . . . . 123 6 Auslegung des Leistungsteils 133 6.1 Kondensatorspezifikation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 133 6.2 Iterativer Algorithmus zur Bestimmung der minimalen Submodulkapazität . 135 6.3 Kreisstromfreier Betrieb . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1 Auslegung der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1.1 Vorgehensweise . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1.2 Ergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 140 6.3.2 Auslegung der Leistungshalbleiter . . . . . . . . . . . . . . . . . . 143 6.3.2.1 Leistungshalbleiteraufwand . . . . . . . . . . . . . . . . 143 6.3.2.2 Verlustverteilung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 145 6.4 Betrieb mit optimierten Kreisströmen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1 Auslegung der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1.1 Algorithmus . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1.2 Ergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 151 6.4.2 Auslegung der Leistungshalbleiter . . . . . . . . . . . . . . . . . . 157 6.4.2.1 Leistungshalbleiteraufwand . . . . . . . . . . . . . . . . 157 6.4.2.2 Verlustverteilung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 159 7 Zusammenfassung der Dissertation 163 Literaturverzeichnis 169 / This thesis deals with the Modular Multilevel Converter M2C, an emerging and highly attractive multilevel converter topology for medium and high voltage applications. One of the most significant benefits of the M2C is its modular structure - the converter is composed of six converter arms, where each arm consists of a series connection of identical submodules (cells) and an inductor. Thus, the number of distinct voltage levels available for the line-to-line voltages is proportional to the number of submodules, which is in principle arbitrary. For the investigation of this complex converter topology, two simulation models - a continuous model and a discrete model - are derived. For this purpose, the electrical circuit is described by a system of ordinary differential equations where the switching states of the power semiconductors are represented by the so-called switching functions. The continuous model results from the analytical solution of the differential equations with a continuous interpretation of the switching functions. In contrast, the discrete model uses discrete switching functions and is computed using numeric integration methods with MATLAB/Plecs. One aspect of particular significance with the M2C is the topic of inner currents: the so-called circulating currents. In this thesis, these current components are defined mathematically in the time domain for the first time and the harmonics of the circulating currents for symmetrical operation of the converter are derived. For the discrete model, closed-loop control of the arm currents is implemented. Initial values for the inductors and capacitors are derived using the analytical equations of the continuous model. The M2C has several distributed energy storage elements: the submodule capacitors. The stored energy must be distributed evenly amongst these capacitors. To achieve this, three methods of energy distribution are presented. Another focus of this investigation is the current sharing between the upper and lower power semiconductor within the submodules. For different load phase angles and circulating currents, the current distribution is depicted. The influence of the floating capacitor voltages on the line-to-line voltages as well as the of number of discrete voltage levels in the line-to-line voltages are investigated with the discrete model. The accuracy of the simulation models is verified by experimentation with a prototype of the M2C from the company Siemens. The experimental results are compared with simulation results from the two simulation models. The dimensioning of the power components of the elecrical circuit is divided into two parts: the first for the submodule capacitors and the second for the power semiconductors. Initially, the capacitance of the submodule capacitors are minimized by an iterative algorithm on the basis of three different capacitor specifications. This computation is done using the continuous converter model for converter operation neglecting circulating currents and with optimized circulating currents. In the next step, the power semiconductors are dimensioned using the discrete model and assuming a defined current factor, which describes the ideal parallel connection of several semiconductors. The losses, the loss distribution, and the junction temperatures in the power semiconductors for different load phase angles describe the behavior of the converter for different operating points.:Kurzbeschreibung i Abstract iii Danksagung v Abbildungsverzeichnis xi Tabellenverzeichnis xvii Abkürzungsverzeichnis xix 0 Einleitung 1 1 Stand der Technik bei Mittelspannungsstromrichtern 3 1.1 Neutral-Point-Clamped Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . 5 1.2 Cascaded H-Bridge Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . . . 8 1.3 Flying Capacitor Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . . . . 10 2 Modularer Mehrpunktstromrichter 13 2.1 Aufbau . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13 2.2 Prinzipielle Funktionsweise . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15 2.2.1 Spannungserzeugung durch die Submodule . . . . . . . . . . . . . 15 2.2.2 Symmetrierung der Kondensatorspannungen . . . . . . . . . . . . 16 2.2.3 Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 2.3 Stand der Technik . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 2.4 Strukturelle Eigenschaften . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 2.4.1 Vorteile . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 2.4.2 Nachteile . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21 2.5 Motivation der Dissertation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22 3 Modellierung des Modularen Mehrpunktstromrichters 25 3.1 Verlust- und Sperrschichttemperaturberechnung von IGBT-Modulen . . . . 25 3.1.1 Stromfaktor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26 3.1.2 Verlustberechnung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26 3.1.2.1 Durchlassverluste . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27 3.1.2.2 Schaltverluste . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28 3.1.3 Thermisches Ersatzschaltbild . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30 3.2 Modellierung eines Antriebs mit Modularem Mehrpunktstromrichter . . . . 31 3.2.1 Schaltungsmodell mit einem Submodul pro Zweig . . . . . . . . . 31 3.2.2 Differenzialgleichungssystem für das Schaltungsmodell mit einem Submodul pro Zweig . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33 3.2.3 Das diskrete Modell . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36 3.2.4 Das kontinuierliche Modell . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37 4 Analyse und Simulation des Modularen Mehrpunktstromrichters 43 4.1 Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43 4.1.1 Definition der Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44 4.1.2 Harmonische der Kreisströme für den symmetrischen Betrieb . . . 45 4.2 Verfahren zur Erzeugung der Schaltsignale des diskreten Modells . . . . . . 49 4.3 Annahmen für die Simulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54 4.3.1 Daten des exemplarischen Simulationsmodells . . . . . . . . . . . 54 4.3.2 Anfangswertbestimmung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56 4.3.2.1 Spulenströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56 4.3.2.2 Kondensatorspannungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58 4.4 Analyse der Simulationsergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61 4.4.1 Verläufe charakteristischer Stromrichtergrößen . . . . . . . . . . . 61 4.4.2 Vergleich des kontinuierlichen und des diskreten Modells . . . . . . 69 4.4.3 Möglichkeiten der Verschiebung der gespeicherten Energie der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 78 4.4.3.1 Änderung der gespeicherten Energie einer Stromrichterphase . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 79 4.4.3.2 Verschiebung der gespeicherten Energie innerhalb einer Stromrichterphase . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 86 4.4.3.3 Änderung der gespeicherten Energien unter Verwendung der Sternpunktspannung . . . . . . . . . . . . . . . . . . 94 4.4.4 Stromaufteilung innerhalb der Submodule . . . . . . . . . . . . . . 95 4.4.5 Einfluss der schwankenden Kondensatorspannungen auf die Leiter- Leiter-Spannungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 102 5 Messtechnische Überprüfung der Simulationsmodelle 109 5.1 Versuchsaufbau . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 109 5.2 Messergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 112 5.2.1 Modularer Mehrpunktstromrichter mit dreiphasiger induktiver Last 112 5.2.2 Modularer Mehrpunktstromrichter mit Maschinenlast . . . . . . . . 123 6 Auslegung des Leistungsteils 133 6.1 Kondensatorspezifikation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 133 6.2 Iterativer Algorithmus zur Bestimmung der minimalen Submodulkapazität . 135 6.3 Kreisstromfreier Betrieb . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1 Auslegung der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1.1 Vorgehensweise . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1.2 Ergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 140 6.3.2 Auslegung der Leistungshalbleiter . . . . . . . . . . . . . . . . . . 143 6.3.2.1 Leistungshalbleiteraufwand . . . . . . . . . . . . . . . . 143 6.3.2.2 Verlustverteilung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 145 6.4 Betrieb mit optimierten Kreisströmen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1 Auslegung der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1.1 Algorithmus . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1.2 Ergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 151 6.4.2 Auslegung der Leistungshalbleiter . . . . . . . . . . . . . . . . . . 157 6.4.2.1 Leistungshalbleiteraufwand . . . . . . . . . . . . . . . . 157 6.4.2.2 Verlustverteilung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 159 7 Zusammenfassung der Dissertation 163 Literaturverzeichnis 169