Wechselrichter im Antriebsstrang von Elektrofahrzeugen verbinden Batterie und Motor miteinander. Bei konventionellen Wechselrichtern ist die Ständerspannung des Fahrmotors durch die Batteriespannung begrenzt. Dies ist vor allem bei hohen Drehzahlen nachteilig, da hier ein zusätzlicher feldschwächender Strom notwendig ist. Dieser Strom wiederum verursacht zusätzliche Verluste in der Maschine und der Leistungselektronik. Einen alternativen Ansatz bieten hochsetzende Wechselrichter. Die Begrenzung der Ständerspannung durch die Batterie entfällt. In der vorliegenden Diplomarbeit werden zwei hochsetzende Wechselrichter miteinander verglichen. Zunächst wird die Funktionsweise des Wechselrichters mit Hochsetzsteller und des ZSource-Wechselrichters erläutert. Danach werden Bauelemente für beide hochsetzende Wechselrichter ausgewählt. Anschließend werden die Verluste und das thermische Verhalten der ausgewählten Konfigurationen analysiert und mit Matlab simuliert. Abschließend werden der Wechselrichter mit Hochsetzsteller und der Z-Source-Wechselrichter bezüglich der Kriterien Wirkungsgrad, Zuverlässigkeit und Fertigungsaufwand miteinander verglichen. / Inverter in the drive train of electric vehicles connect the battery to the machine. Using conventional inverters, the stator voltage is limited by the battery voltage. This is mainly a disadvantage at a high speed, since an additional field weakening current is needed. This current produces extra losses in the electrical machine and the power electronics. DC/DC boosted inverters offer an alternative solution. A limitation of stator voltage through the battery does not occur. This diploma thesis is comparing two kinds of DC/DC boosted inverters. First the functionality of an inverter with boost converter and that of a Z-Sourceinverter are presented. Afterwards the electrical components for both inverters are chosen and are simulated using Matlab. Finally the results of the simulation are compared with respect to power effciency, reliability of the electrical components and the effort of production.

The still increasing demand of electrical energy and the rising popularity of renewable energy sources in today's world are two important developments that necessitate the need for innovative solutions in the field of power electronics. Parallel operation of converters is one possible method in trying to bridge an increased current demand. The classical two-level converters, which are the standard in low voltage applications, are rarely adopted in medium and high voltage applications due to the voltage limits on power semiconductor devices. That is one reason for the growing popularity of multilevel converter topologies in medium and high-voltage applications. Although an increase in the number of voltage levels of a multilevel converter has its advantages, there are also challenges posed due to the increased number of switching devices. This has resulted in three-level converters being the most popular compared to converters of higher voltage levels. In this dissertation, the unified operation of parallel connected three-level converter units as a multilevel converter of higher voltage levels is proposed. The mathematical basis for operating parallel connected converter units as a single multilevel converter and the governing equations for such systems are derived. The analysis and the understanding of these equations are important for assessing practicality of the system and devising appropriate control structures. Parallel operation of converter units operating as multilevel converter have their own set of challenges, the two foremost being that of load-sharing and the possibility of circulating and cross currents. Developing solutions to address these challenges require a thorough understanding of how these manifest in the proposed system. Algorithms are then developed for tackling these issues. The control structures are designed and the developed algorithms are implemented. The operation of the system is verified experimentally. / Die weiterhin steigende Nachfrage nach elektrischer Energie und die zunehmende Verwendung erneuerbarer Energiequellen in der heutigen Welt sind zwei wichtige Entwicklungen, die die Notwendigkeit innovativer Lösungen im Bereich der Leistungselektronik erfordern. Der Parallelbetrieb von Stromrichtern ist eine mögliche Methode, um einen erhöhten Strombedarf zu decken. Der klassische Zweipunkt-Spanungszwischenkreisstromrichter, der bei Niederspannungsanwendungen weit verbreitet ist, wird aufgrund der Spannungsgrenzen für Leistungshalbleiterbauelemente zunehmend weniger in Mittel- und Hochspannungsanwendungen eingesetzt. Die begrenzte Spannungsbelastbarkeit der Leistungshalbleiterbauelemente ist ein Grund für die wachsende Beliebtheit von Mehrpunkt-Stromrichtertopologien in Mittelund Hochspannungsanwendungen. Obwohl eine Erhöhung der Anzahl der Spannungsstufen eines Mehrpunkt-Stromrichters Vorteile hat, gibt es auch Herausforderungen und Nachteile aufgrund der erhöhten Anzahl von Leistungshalbleitern. Dies hat dazu geführt, dass der Dreipunkt-Stromrichter die verbreiteste Topologie im Vergleich zu anderen Stromrichtern mit einer höheren Anzahl von Spannungsstufen ist. In dieser Dissertation wird der Betrieb von parallel geschalteten Dreipunkt-Stromrichtereinheiten als ein Mehrpunkt-Stromrichter mit erhöhter Anzahl an Spannungsstufen vorgeschlagen. Die mathematische Basis für den Betrieb von parallel geschalteten Stromrichtereinheiten als ein Mehrpunkt-Stromrichter und die beschreibenden Gleichungen eines solchen Systems werden abgeleitet. Die Analyse und das Verständnis dieser Gleichungen sind wichtig für die Beurteilung der Praktikabilität des Systems und die Erarbeitung geeigneter Regelstrukturen. Der parallele Betrieb von Stromrichtereinheiten hat seine eigenen Herausforderungen, wobei die beiden wichtigsten die Lastverteilung und die Möglichkeit von Kreis- und Querströmen sind. Die Entwicklung von Lösungen zur Bewältigung dieser Herausforderungen erfordert ein gründliches Verständnis dafür, wie sich diese Phänomene in dem vorgeschlagenen System manifestieren. Algorithmen zur Lösung dieser Probleme werden anschlieend entwickelt. Die Regelstrukturen werden entworfen und die entworfenen Algorithmen implementiert. Die Funktionsweise des Systems wird experimentell überprüft.

Gegenstand der Arbeit sind die Modulation, die Modellbildung und die Energiesymmetrierung von modularen Mehrpunktstromrichtern sowie der Aufbau einer Niederspannungs-Modellanlage zum Test von Regelungsverfahren. Die entwickelten Modulationsalgorithmen zeichnen sich durch niedrige Schaltfrequenz, geringe Spannungsunsymmetrie der Submodulspannungen, schnelle Berechnung und verbesserte eingeprägte Spannungen aus -- dank einer dynamisch bevorzugten versetzten Taktung. Zur Klassifizierung von Modulationsverfahren wird hier die Unterscheidung von später und früher Submodulauswahl vorgeschlagen. Der vertiefend betrachtete Fall niedriger Submodulzahlen (n<20) erfordert Verfahren mit früher Submodulauswahl, von diesen werden im weiteren fünf Algorithmen entwickelt, implementiert und experimentell erprobt. Eines der entwickelten Modulationsverfahren nutzt den Freiheitsgrad, der durch Aufteilung der Schaltflanken auf zwei Submodule entsteht, zur Verbesserung der eingeprägten Spannung. Die dabei durchgeführte Analyse unsymmetrischer Submodulspannungen erlaubt die sichere Ausnutzung dieses Freiheitsgrads im gesamten Betriebsbereich auch für andere Modulationsverfahren. Ein bei der Modellbildung der Zweigenergien neu eingenommener Standpunkt führt auf ein Stromrichtermodell, in welchem der Laststrom die Rolle eines zeitabhängigen Parameters annimmt. Das gestattet die getrennte Betrachtung von Stromrichter und Last, was sich vor allem bei der späteren (algebraischen) Parametrierung der Systemgrößen für die planungsbasierte Energieregelung auszahlt. Das Symmetrierungsproblem der Energieregelung wird mit Hilfe des zuvor hergeleiteten Energiemodells aufgegriffen. Im Unterschied zu bekannten Verfahren werden die Fehlerverstärkungen der Energiefehler-Rückführung unter Berücksichtigung der Kopplungen eingestellt, welche durch gemeinsame Nutzung des Kreisstroms entstehen, was die 10-Prozent-Abklingzeit der Energiefehler um 67 Prozent verringert. Für den Fall ohne Aussteuerung der Gleichtaktspannung konnte außerdem die zeitvariante Fehlerdynamik der Energiefehler-Rückführung in eine zeitinvariante Darstellung transformiert werden und erlaubt damit erstmals globale Stabilitätsaussagen und eine effiziente Optimierung der Polkonstellation. Eine neuartige planungsbasierte Energieregelung verbessert die Symmetrierung mit Hilfe einer Vorsteuerung, die schon während der Überführungen zu neuen Arbeitsregimes eine Verringerung der Kondensatorspannungsschwankungen erreicht. Der Aufwand der Steuerungsberechnung konnte deutlich reduziert werden, und zwar zum einen durch Aufnahme der vertikalen Energiedifferenz in die vorgegebenen Energien, und zum anderen durch die Konstruktion von Überführungen, deren Parameter vorteilhaft voneinander unabhängige Rollen einnehmen. Bei dieser Aufgabe erlaubt das hergeleitete Stromrichtermodell die bequeme Vorgabe von vier der sechs Stromrichterenergien, sodass nur zwei durch Integration bestimmt werden brauchen, was der bisher niedrigsten bekannten Ordnung für dieses Problem entspricht. Die entwickelte Steuerung reduziert die Kondensatorspannungsschwankungen und entlastet die Energiefehler-Rückführung von der Überführungsaufgabe, wie die für die Messung durchgeführte Implementierung zeigt. Ein Parametervergleich der aufgebauten Modellanlage mit typischen Mittelspannungs-M2Cs belegt die besonders gute Nachbildung der für die Energieregelung relevanten Verhältnisse im Vergleich zu anderen Modellanlagen.:I Untersuchungen zum M2C 1 Einleitung 2 Modulationsverfahren 2.1 Einleitung 2.2 Modulationsverfahren der Modellanlage 2.2.1 Eigenschaften der Modulation der Modellanlage 2.2.2 Algorithmus 1 2.2.3 Algorithmus 2 2.2.4 Algorithmus 3 2.2.5 Algorithmus 4 2.2.6 Besonderheiten bei Modulation mit zwei taktenden Modulen 2.2.7 Algorithmus 5 2.3 Vergleich der Algorithmen 2.3.1 Schaltfrequenz 2.3.2 Symmetrierung 2.3.3 Eingeprägte Spannung 2.3.4 Spektrum der Gleich- und Wechselspannung 2.3.5 Rechenzeit 2.4 Zusammenfassung 3 Modellbildung 3.1 Modellierung der Submodule und deren Reihenschaltung 3.2 Simulationsmodell zur Berücksichtigung eines unsymmetrischen Aufbaus 3.3 Modellbildung für den Regelungsentwurf 3.3.1 Anwendung von Ersatzsubmodulen für den Regelungsentwurf 3.3.2 Überblick zum weiteren Vorgehen 3.3.3 Vereinfachungen bei symmetrischem Aufbau 3.3.4 Dreiphasige und einphasige Betrachtung mittels Stromquellenlast 3.3.5 Transformation in Summe und Differenzen 3.3.6 Transformation in Energien 3.3.7 Energiegrößen für die dreiphasige Schaltung 3.4 Stationäre Lösungen der dreiphasigen Schaltung 3.4.1 Kreisstromfreier Betrieb ohne Gleichtaktspannung 3.4.2 Kreisstromfreier Betrieb mit triplen harmonic injection 3.4.3 Betrieb mit zweiter Harmonischer im Kreisstrom 3.4.4 Betrieb ohne Auslenkung der komplexen Summenenergie 3.4.5 Vergleich zweier Kreisstromformen zur Reduktion der Spannungsschwankung 3.5 Zusammenfassung der Eigenschaften des Modells und der Herleitung 4 Beiträge zur Regelung eines M2Cs 4.1 Überblick über Symmetrierungslösungen 4.2 Rückführung der Energiefehler auf den Kreisstrom 4.2.1 Fehlerdynamik 4.2.2 Einstellung der Fehlerverstärkungen bei vernachlässigter Kopplung 4.2.3 Simulation der Fehlerdynamik und des gesamten Stromrichters 4.2.4 Einstellung der Fehlerverstärkungen anhand von Eigenwerten 4.2.5 Einstellung der Fehlerverstärkungen bei Aussteuerung der Gleichtaktspannung 4.2.6 Anpassung der Einstellungen an veränderte Parameter 4.2.7 Zusammenfassung der untersuchten Einstellungen 4.3 Planungsbasierte Optimierung der Symmetrierung 4.3.1 Grundidee 4.3.2 Berechnung der Systemgrößen 4.3.3 Trajektorienplanung für die Last 4.3.4 Trajektorienplanung für den M2C 4.3.5 Berechnung des verbleibenden Parameters 4.3.6 Verbesserung des Verlaufs der Gleichtaktspannung 4.3.7 Messergebnisse 4.3.8 Zusammenfassung 5 Zusammenfassung des ersten Teils II Modellanlage mit M2C 6 Eigenschaften der Modellanlage 6.1 Besonderheiten beim Test von Regelungsverfahren 6.2 Schutzfunktionen 6.3 Dimensionierung der Komponenten 6.3.1 Berechnung des Energiehubs der Kondensatoren 6.3.2 Einfluss der Induktivität der Zweigdrossel 6.3.3 Dimensionierung der Zweigdrossel 6.3.4 Abschätzung und Simulation der ohmschen Verluste und der Halbleiterverluste 6.3.5 Verluste der Submodulkondensatoren 6.3.6 Entwärmung der Leistungshalbleiter 6.3.7 Berechnung der mindestens notwendigen Gleichspannung 6.3.8 Berechnung der maximal bereitzustellenden Zweigspannung 6.4 Vergleich von Modellanlagen mit Mittelspannungs-M2Cs 7 Zusammenfassung des zweiten Teils / The thesis deals with the modulation, the modeling and the energy balancing of modular multilevel converters as well as the construction of a low-voltage test bench for the experimental evaluation. The proposed modulation algorithms offer low switching frequency, small cell voltage imbalance, fast calculation, and improved injected voltages thanks to the idea of inherited polarity. In order to classify modular multilevel converter modulation schemes a distinction between early and late cell selection is proposed. The further investigation focuses on modulation for a small number of cells per arm (n<20) for which early selection is advantageous. Five such methods are developed, implemented and tested experimentally on a test bench. The injected voltage was improved by exploiting a degree of freedom that arises when the positive and negative edges are assigned to two cells instead of one cell. A corresponding analysis of the inherent deviations between the cell voltages enables reliable exploitation of the degree of freedom without endangering correct termination of the algorithm. The proposed arm energy modeling results in a converter model that incorporates the load current as time varying parameter and enables a beneficial separation of converter model and load model that eases trajectory planning for both. The energy balancing problem of modular multilevel converters is tackled by means of the derived arm energy model. In comparison to known approaches, the tuning scheme takes into account the coupling caused by the different circulating current frequency components and reduces the 10 percent decay-time by 67 percent. In case of zero common mode voltage a transformation of the time-variant error dynamics of the energy balancing feedback into a time-invariant form enables global stability proof and efficient eigenvalue optimization. A novel energy balancing approach based on trajectory planning and feed-forward circulating current enables a balanced operation even during transfers between operating regimes. In contrast to the classic approach of specifying circulating current components and common-mode voltage, four out of six (transformed) arm energies are specified in order to identify balanced transfers between operating regimes. The calculation cost for obtaining consistent energy references has been reduced by specifying candidate trajectories even for the vertical difference energy, and by using candidate trajectories whose parameters are responsible for independent tasks. Thus, only two energies remain that need to be determined via integration during the planning procedure. This is the lowest known order of the system to be integrated. As a benefit of this approach, no balancing error remains, i.e. the task of the balancing feedback is reduced to compensating parameter uncertainties and disturbances. The proposed energy references improve the cell voltage balance and relieves the feedback based energy balancing from the large signal transfer task. The LC-circuit of the cell capacitors and the arm inductor of the low-voltage test bench features a similar resonant frequency as reported for typical medium-voltage designs as a survey of other low-voltage test benches reveal.:I Untersuchungen zum M2C 1 Einleitung 2 Modulationsverfahren 2.1 Einleitung 2.2 Modulationsverfahren der Modellanlage 2.2.1 Eigenschaften der Modulation der Modellanlage 2.2.2 Algorithmus 1 2.2.3 Algorithmus 2 2.2.4 Algorithmus 3 2.2.5 Algorithmus 4 2.2.6 Besonderheiten bei Modulation mit zwei taktenden Modulen 2.2.7 Algorithmus 5 2.3 Vergleich der Algorithmen 2.3.1 Schaltfrequenz 2.3.2 Symmetrierung 2.3.3 Eingeprägte Spannung 2.3.4 Spektrum der Gleich- und Wechselspannung 2.3.5 Rechenzeit 2.4 Zusammenfassung 3 Modellbildung 3.1 Modellierung der Submodule und deren Reihenschaltung 3.2 Simulationsmodell zur Berücksichtigung eines unsymmetrischen Aufbaus 3.3 Modellbildung für den Regelungsentwurf 3.3.1 Anwendung von Ersatzsubmodulen für den Regelungsentwurf 3.3.2 Überblick zum weiteren Vorgehen 3.3.3 Vereinfachungen bei symmetrischem Aufbau 3.3.4 Dreiphasige und einphasige Betrachtung mittels Stromquellenlast 3.3.5 Transformation in Summe und Differenzen 3.3.6 Transformation in Energien 3.3.7 Energiegrößen für die dreiphasige Schaltung 3.4 Stationäre Lösungen der dreiphasigen Schaltung 3.4.1 Kreisstromfreier Betrieb ohne Gleichtaktspannung 3.4.2 Kreisstromfreier Betrieb mit triplen harmonic injection 3.4.3 Betrieb mit zweiter Harmonischer im Kreisstrom 3.4.4 Betrieb ohne Auslenkung der komplexen Summenenergie 3.4.5 Vergleich zweier Kreisstromformen zur Reduktion der Spannungsschwankung 3.5 Zusammenfassung der Eigenschaften des Modells und der Herleitung 4 Beiträge zur Regelung eines M2Cs 4.1 Überblick über Symmetrierungslösungen 4.2 Rückführung der Energiefehler auf den Kreisstrom 4.2.1 Fehlerdynamik 4.2.2 Einstellung der Fehlerverstärkungen bei vernachlässigter Kopplung 4.2.3 Simulation der Fehlerdynamik und des gesamten Stromrichters 4.2.4 Einstellung der Fehlerverstärkungen anhand von Eigenwerten 4.2.5 Einstellung der Fehlerverstärkungen bei Aussteuerung der Gleichtaktspannung 4.2.6 Anpassung der Einstellungen an veränderte Parameter 4.2.7 Zusammenfassung der untersuchten Einstellungen 4.3 Planungsbasierte Optimierung der Symmetrierung 4.3.1 Grundidee 4.3.2 Berechnung der Systemgrößen 4.3.3 Trajektorienplanung für die Last 4.3.4 Trajektorienplanung für den M2C 4.3.5 Berechnung des verbleibenden Parameters 4.3.6 Verbesserung des Verlaufs der Gleichtaktspannung 4.3.7 Messergebnisse 4.3.8 Zusammenfassung 5 Zusammenfassung des ersten Teils II Modellanlage mit M2C 6 Eigenschaften der Modellanlage 6.1 Besonderheiten beim Test von Regelungsverfahren 6.2 Schutzfunktionen 6.3 Dimensionierung der Komponenten 6.3.1 Berechnung des Energiehubs der Kondensatoren 6.3.2 Einfluss der Induktivität der Zweigdrossel 6.3.3 Dimensionierung der Zweigdrossel 6.3.4 Abschätzung und Simulation der ohmschen Verluste und der Halbleiterverluste 6.3.5 Verluste der Submodulkondensatoren 6.3.6 Entwärmung der Leistungshalbleiter 6.3.7 Berechnung der mindestens notwendigen Gleichspannung 6.3.8 Berechnung der maximal bereitzustellenden Zweigspannung 6.4 Vergleich von Modellanlagen mit Mittelspannungs-M2Cs 7 Zusammenfassung des zweiten Teils

Die vorliegende Arbeit behandelt den Modularen Mehrpunktstromrichter M2C, der eine aufstrebende Mehrpunktstromrichtertopologie im Mittelspannungs- und Hochspannungsbereich ist. Die modulare Struktur des Stromrichters enthält in einem Stromrichterzweig eine Reihenschaltung aus identischen Submodulen (Zellen) und einer Spule. Der gesamte Stromrichter ist aus sechs Zweigen aufgebaut. Somit hängt die Anzahl der Spannungsstufen in den Leiter-Leiter-Spannungen von der zunächst beliebigen Anzahl der Submodule ab. Zur Untersuchung dieser komplexen Stromrichtertopologie werden zwei Simulationsmodelle hergeleitet: das kontinuierliche Modell und das diskrete Modell. Dafür wird das elektrische Schaltbild durch ein gewöhnliches Differenzialgleichungssystem beschrieben, wobei die Schaltzustände der Leistungshalbleiter durch sogenannte Schaltfunktionen abgebildet werden. Das kontinuierliche Modell verwendet Schaltfunktionen, die Werte in einem kontinuierlichen Intervall annehmen können. Bei Vorgabe der Zweigströme und Sternpunktspannung können die Lösungen der anderen Systemgrößen analytisch berechnet werden. Für den allgemeinen Fall ist dies numerisch möglich. Im Gegensatz dazu verwendet das diskrete Modell diskrete Schaltfunktionen. Es wird durch numerische Integrationsverfahren mit dem Schaltungssimulator MATLAB/Plecs simuliert. Eine spezielle Eigenschaft dieses Stromrichters sind seine inneren, an den Ein- und Ausgangsklemmen nicht messbaren Ströme: die sogenannten Kreisströme. Diese Stromanteile werden erstmalig mathematisch im Zeitbereich definiert und die Harmonischen hergeleitet, die sich für einen symmetrischen Betrieb des Stromrichters ergeben. Für das diskrete Modell wird eine Zweigstromregelung implementiert. Die Anfangswerte der Spulen und Kondensatoren werden durch die analytischen Gleichungen des kontinuierlichen Modells so berechnet, dass sich der eingeschwungene Zustand ergibt. Der M2C besitzt keinen großen, sondern viele verteilte Energiespeicher: die Submodulkondensatoren. Die gespeicherte Energie sollte symmetrisch verteilt sein. Dafür werden drei Möglichkeiten der Energieänderung hergeleitet und deren Effektivität gezeigt. Eine andere Untersuchung betrifft die Stromaufteilung innerhalb der Submodule auf den jeweils oberen und unteren Leistungshalbleiter. Dabei wird die Stromaufteilung für verschiedene Phasenwinkel und Kreisströme gezeigt. Der Einfluss der schwankenden Kondensatorspannungen auf die Leiter-Leiter-Spannungen sowie die Anzahl der Spannungsstufen in den Leiter-Leiter-Spannungen werden mit dem diskreten Modell untersucht. Die Genauigkeit der Simulationsmodelle wird mit Hilfe eines Prototyps des M2Cs überprüft, der von der Fa. Siemens entwickelt wurde. Es werden charakteristische Strom- und Spannungsverläufe gemessen und den simulierten Verläufen der beiden Simulationsmodelle gegenübergestellt. Die Auslegung des Leistungsteils gliedert sich in die Auslegung der Submodulkondensatoren und die der Leistungshalbleiter. Zuerst wird die Kapazität der Submodulkondensatoren auf der Grundlage von drei verschiedenen Kondensatorspezifikationen mit Hilfe eines iterativen Algorithmus minimiert. Dies wird sowohl für kreisstromfreie als auch für optimierte kreisstrombehaftete Betriebsweisen mit dem kontinuierlichen Modell durchgeführt. Im nächsten Schritt werden die Leistungshalbleiter mit dem diskreten Modell dimensioniert. Dafür wird ein Stromfaktor definiert, der eine ideale Parallelschaltung von mehreren Leistungshalbleitern beschreibt. Die Verluste, die Verlustverteilung sowie die Sperrschichttemperaturen in den Leistungshalbleitern für verschiedene Phasenwinkel zeigen das Verhalten des Stromrichters in verschiedenen Arbeitspunkten. / This thesis deals with the Modular Multilevel Converter M2C, an emerging and highly attractive multilevel converter topology for medium and high voltage applications. One of the most significant benefits of the M2C is its modular structure - the converter is composed of six converter arms, where each arm consists of a series connection of identical submodules (cells) and an inductor. Thus, the number of distinct voltage levels available for the line-to-line voltages is proportional to the number of submodules, which is in principle arbitrary. For the investigation of this complex converter topology, two simulation models - a continuous model and a discrete model - are derived. For this purpose, the electrical circuit is described by a system of ordinary differential equations where the switching states of the power semiconductors are represented by the so-called switching functions. The continuous model results from the analytical solution of the differential equations with a continuous interpretation of the switching functions. In contrast, the discrete model uses discrete switching functions and is computed using numeric integration methods with MATLAB/Plecs. One aspect of particular significance with the M2C is the topic of inner currents: the so-called circulating currents. In this thesis, these current components are defined mathematically in the time domain for the first time and the harmonics of the circulating currents for symmetrical operation of the converter are derived. For the discrete model, closed-loop control of the arm currents is implemented. Initial values for the inductors and capacitors are derived using the analytical equations of the continuous model. The M2C has several distributed energy storage elements: the submodule capacitors. The stored energy must be distributed evenly amongst these capacitors. To achieve this, three methods of energy distribution are presented. Another focus of this investigation is the current sharing between the upper and lower power semiconductor within the submodules. For different load phase angles and circulating currents, the current distribution is depicted. The influence of the floating capacitor voltages on the line-to-line voltages as well as the of number of discrete voltage levels in the line-to-line voltages are investigated with the discrete model. The accuracy of the simulation models is verified by experimentation with a prototype of the M2C from the company Siemens. The experimental results are compared with simulation results from the two simulation models. The dimensioning of the power components of the elecrical circuit is divided into two parts: the first for the submodule capacitors and the second for the power semiconductors. Initially, the capacitance of the submodule capacitors are minimized by an iterative algorithm on the basis of three different capacitor specifications. This computation is done using the continuous converter model for converter operation neglecting circulating currents and with optimized circulating currents. In the next step, the power semiconductors are dimensioned using the discrete model and assuming a defined current factor, which describes the ideal parallel connection of several semiconductors. The losses, the loss distribution, and the junction temperatures in the power semiconductors for different load phase angles describe the behavior of the converter for different operating points.

Die vorliegende Arbeit behandelt den Modularen Mehrpunktstromrichter M2C, der eine aufstrebende Mehrpunktstromrichtertopologie im Mittelspannungs- und Hochspannungsbereich ist. Die modulare Struktur des Stromrichters enthält in einem Stromrichterzweig eine Reihenschaltung aus identischen Submodulen (Zellen) und einer Spule. Der gesamte Stromrichter ist aus sechs Zweigen aufgebaut. Somit hängt die Anzahl der Spannungsstufen in den Leiter-Leiter-Spannungen von der zunächst beliebigen Anzahl der Submodule ab. Zur Untersuchung dieser komplexen Stromrichtertopologie werden zwei Simulationsmodelle hergeleitet: das kontinuierliche Modell und das diskrete Modell. Dafür wird das elektrische Schaltbild durch ein gewöhnliches Differenzialgleichungssystem beschrieben, wobei die Schaltzustände der Leistungshalbleiter durch sogenannte Schaltfunktionen abgebildet werden. Das kontinuierliche Modell verwendet Schaltfunktionen, die Werte in einem kontinuierlichen Intervall annehmen können. Bei Vorgabe der Zweigströme und Sternpunktspannung können die Lösungen der anderen Systemgrößen analytisch berechnet werden. Für den allgemeinen Fall ist dies numerisch möglich. Im Gegensatz dazu verwendet das diskrete Modell diskrete Schaltfunktionen. Es wird durch numerische Integrationsverfahren mit dem Schaltungssimulator MATLAB/Plecs simuliert. Eine spezielle Eigenschaft dieses Stromrichters sind seine inneren, an den Ein- und Ausgangsklemmen nicht messbaren Ströme: die sogenannten Kreisströme. Diese Stromanteile werden erstmalig mathematisch im Zeitbereich definiert und die Harmonischen hergeleitet, die sich für einen symmetrischen Betrieb des Stromrichters ergeben. Für das diskrete Modell wird eine Zweigstromregelung implementiert. Die Anfangswerte der Spulen und Kondensatoren werden durch die analytischen Gleichungen des kontinuierlichen Modells so berechnet, dass sich der eingeschwungene Zustand ergibt. Der M2C besitzt keinen großen, sondern viele verteilte Energiespeicher: die Submodulkondensatoren. Die gespeicherte Energie sollte symmetrisch verteilt sein. Dafür werden drei Möglichkeiten der Energieänderung hergeleitet und deren Effektivität gezeigt. Eine andere Untersuchung betrifft die Stromaufteilung innerhalb der Submodule auf den jeweils oberen und unteren Leistungshalbleiter. Dabei wird die Stromaufteilung für verschiedene Phasenwinkel und Kreisströme gezeigt. Der Einfluss der schwankenden Kondensatorspannungen auf die Leiter-Leiter-Spannungen sowie die Anzahl der Spannungsstufen in den Leiter-Leiter-Spannungen werden mit dem diskreten Modell untersucht. Die Genauigkeit der Simulationsmodelle wird mit Hilfe eines Prototyps des M2Cs überprüft, der von der Fa. Siemens entwickelt wurde. Es werden charakteristische Strom- und Spannungsverläufe gemessen und den simulierten Verläufen der beiden Simulationsmodelle gegenübergestellt. Die Auslegung des Leistungsteils gliedert sich in die Auslegung der Submodulkondensatoren und die der Leistungshalbleiter. Zuerst wird die Kapazität der Submodulkondensatoren auf der Grundlage von drei verschiedenen Kondensatorspezifikationen mit Hilfe eines iterativen Algorithmus minimiert. Dies wird sowohl für kreisstromfreie als auch für optimierte kreisstrombehaftete Betriebsweisen mit dem kontinuierlichen Modell durchgeführt. Im nächsten Schritt werden die Leistungshalbleiter mit dem diskreten Modell dimensioniert. Dafür wird ein Stromfaktor definiert, der eine ideale Parallelschaltung von mehreren Leistungshalbleitern beschreibt. Die Verluste, die Verlustverteilung sowie die Sperrschichttemperaturen in den Leistungshalbleitern für verschiedene Phasenwinkel zeigen das Verhalten des Stromrichters in verschiedenen Arbeitspunkten.:Kurzbeschreibung i Abstract iii Danksagung v Abbildungsverzeichnis xi Tabellenverzeichnis xvii Abkürzungsverzeichnis xix 0 Einleitung 1 1 Stand der Technik bei Mittelspannungsstromrichtern 3 1.1 Neutral-Point-Clamped Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . 5 1.2 Cascaded H-Bridge Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . . . 8 1.3 Flying Capacitor Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . . . . 10 2 Modularer Mehrpunktstromrichter 13 2.1 Aufbau . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13 2.2 Prinzipielle Funktionsweise . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15 2.2.1 Spannungserzeugung durch die Submodule . . . . . . . . . . . . . 15 2.2.2 Symmetrierung der Kondensatorspannungen . . . . . . . . . . . . 16 2.2.3 Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 2.3 Stand der Technik . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 2.4 Strukturelle Eigenschaften . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 2.4.1 Vorteile . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 2.4.2 Nachteile . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21 2.5 Motivation der Dissertation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22 3 Modellierung des Modularen Mehrpunktstromrichters 25 3.1 Verlust- und Sperrschichttemperaturberechnung von IGBT-Modulen . . . . 25 3.1.1 Stromfaktor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26 3.1.2 Verlustberechnung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26 3.1.2.1 Durchlassverluste . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27 3.1.2.2 Schaltverluste . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28 3.1.3 Thermisches Ersatzschaltbild . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30 3.2 Modellierung eines Antriebs mit Modularem Mehrpunktstromrichter . . . . 31 3.2.1 Schaltungsmodell mit einem Submodul pro Zweig . . . . . . . . . 31 3.2.2 Differenzialgleichungssystem für das Schaltungsmodell mit einem Submodul pro Zweig . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33 3.2.3 Das diskrete Modell . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36 3.2.4 Das kontinuierliche Modell . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37 4 Analyse und Simulation des Modularen Mehrpunktstromrichters 43 4.1 Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43 4.1.1 Definition der Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44 4.1.2 Harmonische der Kreisströme für den symmetrischen Betrieb . . . 45 4.2 Verfahren zur Erzeugung der Schaltsignale des diskreten Modells . . . . . . 49 4.3 Annahmen für die Simulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54 4.3.1 Daten des exemplarischen Simulationsmodells . . . . . . . . . . . 54 4.3.2 Anfangswertbestimmung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56 4.3.2.1 Spulenströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56 4.3.2.2 Kondensatorspannungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58 4.4 Analyse der Simulationsergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61 4.4.1 Verläufe charakteristischer Stromrichtergrößen . . . . . . . . . . . 61 4.4.2 Vergleich des kontinuierlichen und des diskreten Modells . . . . . . 69 4.4.3 Möglichkeiten der Verschiebung der gespeicherten Energie der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 78 4.4.3.1 Änderung der gespeicherten Energie einer Stromrichterphase . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 79 4.4.3.2 Verschiebung der gespeicherten Energie innerhalb einer Stromrichterphase . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 86 4.4.3.3 Änderung der gespeicherten Energien unter Verwendung der Sternpunktspannung . . . . . . . . . . . . . . . . . . 94 4.4.4 Stromaufteilung innerhalb der Submodule . . . . . . . . . . . . . . 95 4.4.5 Einfluss der schwankenden Kondensatorspannungen auf die Leiter- Leiter-Spannungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 102 5 Messtechnische Überprüfung der Simulationsmodelle 109 5.1 Versuchsaufbau . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 109 5.2 Messergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 112 5.2.1 Modularer Mehrpunktstromrichter mit dreiphasiger induktiver Last 112 5.2.2 Modularer Mehrpunktstromrichter mit Maschinenlast . . . . . . . . 123 6 Auslegung des Leistungsteils 133 6.1 Kondensatorspezifikation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 133 6.2 Iterativer Algorithmus zur Bestimmung der minimalen Submodulkapazität . 135 6.3 Kreisstromfreier Betrieb . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1 Auslegung der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1.1 Vorgehensweise . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1.2 Ergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 140 6.3.2 Auslegung der Leistungshalbleiter . . . . . . . . . . . . . . . . . . 143 6.3.2.1 Leistungshalbleiteraufwand . . . . . . . . . . . . . . . . 143 6.3.2.2 Verlustverteilung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 145 6.4 Betrieb mit optimierten Kreisströmen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1 Auslegung der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1.1 Algorithmus . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1.2 Ergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 151 6.4.2 Auslegung der Leistungshalbleiter . . . . . . . . . . . . . . . . . . 157 6.4.2.1 Leistungshalbleiteraufwand . . . . . . . . . . . . . . . . 157 6.4.2.2 Verlustverteilung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 159 7 Zusammenfassung der Dissertation 163 Literaturverzeichnis 169 / This thesis deals with the Modular Multilevel Converter M2C, an emerging and highly attractive multilevel converter topology for medium and high voltage applications. One of the most significant benefits of the M2C is its modular structure - the converter is composed of six converter arms, where each arm consists of a series connection of identical submodules (cells) and an inductor. Thus, the number of distinct voltage levels available for the line-to-line voltages is proportional to the number of submodules, which is in principle arbitrary. For the investigation of this complex converter topology, two simulation models - a continuous model and a discrete model - are derived. For this purpose, the electrical circuit is described by a system of ordinary differential equations where the switching states of the power semiconductors are represented by the so-called switching functions. The continuous model results from the analytical solution of the differential equations with a continuous interpretation of the switching functions. In contrast, the discrete model uses discrete switching functions and is computed using numeric integration methods with MATLAB/Plecs. One aspect of particular significance with the M2C is the topic of inner currents: the so-called circulating currents. In this thesis, these current components are defined mathematically in the time domain for the first time and the harmonics of the circulating currents for symmetrical operation of the converter are derived. For the discrete model, closed-loop control of the arm currents is implemented. Initial values for the inductors and capacitors are derived using the analytical equations of the continuous model. The M2C has several distributed energy storage elements: the submodule capacitors. The stored energy must be distributed evenly amongst these capacitors. To achieve this, three methods of energy distribution are presented. Another focus of this investigation is the current sharing between the upper and lower power semiconductor within the submodules. For different load phase angles and circulating currents, the current distribution is depicted. The influence of the floating capacitor voltages on the line-to-line voltages as well as the of number of discrete voltage levels in the line-to-line voltages are investigated with the discrete model. The accuracy of the simulation models is verified by experimentation with a prototype of the M2C from the company Siemens. The experimental results are compared with simulation results from the two simulation models. The dimensioning of the power components of the elecrical circuit is divided into two parts: the first for the submodule capacitors and the second for the power semiconductors. Initially, the capacitance of the submodule capacitors are minimized by an iterative algorithm on the basis of three different capacitor specifications. This computation is done using the continuous converter model for converter operation neglecting circulating currents and with optimized circulating currents. In the next step, the power semiconductors are dimensioned using the discrete model and assuming a defined current factor, which describes the ideal parallel connection of several semiconductors. The losses, the loss distribution, and the junction temperatures in the power semiconductors for different load phase angles describe the behavior of the converter for different operating points.:Kurzbeschreibung i Abstract iii Danksagung v Abbildungsverzeichnis xi Tabellenverzeichnis xvii Abkürzungsverzeichnis xix 0 Einleitung 1 1 Stand der Technik bei Mittelspannungsstromrichtern 3 1.1 Neutral-Point-Clamped Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . 5 1.2 Cascaded H-Bridge Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . . . 8 1.3 Flying Capacitor Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . . . . 10 2 Modularer Mehrpunktstromrichter 13 2.1 Aufbau . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13 2.2 Prinzipielle Funktionsweise . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15 2.2.1 Spannungserzeugung durch die Submodule . . . . . . . . . . . . . 15 2.2.2 Symmetrierung der Kondensatorspannungen . . . . . . . . . . . . 16 2.2.3 Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 2.3 Stand der Technik . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 2.4 Strukturelle Eigenschaften . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 2.4.1 Vorteile . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 2.4.2 Nachteile . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21 2.5 Motivation der Dissertation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22 3 Modellierung des Modularen Mehrpunktstromrichters 25 3.1 Verlust- und Sperrschichttemperaturberechnung von IGBT-Modulen . . . . 25 3.1.1 Stromfaktor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26 3.1.2 Verlustberechnung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26 3.1.2.1 Durchlassverluste . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27 3.1.2.2 Schaltverluste . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28 3.1.3 Thermisches Ersatzschaltbild . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30 3.2 Modellierung eines Antriebs mit Modularem Mehrpunktstromrichter . . . . 31 3.2.1 Schaltungsmodell mit einem Submodul pro Zweig . . . . . . . . . 31 3.2.2 Differenzialgleichungssystem für das Schaltungsmodell mit einem Submodul pro Zweig . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33 3.2.3 Das diskrete Modell . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36 3.2.4 Das kontinuierliche Modell . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37 4 Analyse und Simulation des Modularen Mehrpunktstromrichters 43 4.1 Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43 4.1.1 Definition der Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44 4.1.2 Harmonische der Kreisströme für den symmetrischen Betrieb . . . 45 4.2 Verfahren zur Erzeugung der Schaltsignale des diskreten Modells . . . . . . 49 4.3 Annahmen für die Simulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54 4.3.1 Daten des exemplarischen Simulationsmodells . . . . . . . . . . . 54 4.3.2 Anfangswertbestimmung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56 4.3.2.1 Spulenströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56 4.3.2.2 Kondensatorspannungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58 4.4 Analyse der Simulationsergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61 4.4.1 Verläufe charakteristischer Stromrichtergrößen . . . . . . . . . . . 61 4.4.2 Vergleich des kontinuierlichen und des diskreten Modells . . . . . . 69 4.4.3 Möglichkeiten der Verschiebung der gespeicherten Energie der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 78 4.4.3.1 Änderung der gespeicherten Energie einer Stromrichterphase . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 79 4.4.3.2 Verschiebung der gespeicherten Energie innerhalb einer Stromrichterphase . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 86 4.4.3.3 Änderung der gespeicherten Energien unter Verwendung der Sternpunktspannung . . . . . . . . . . . . . . . . . . 94 4.4.4 Stromaufteilung innerhalb der Submodule . . . . . . . . . . . . . . 95 4.4.5 Einfluss der schwankenden Kondensatorspannungen auf die Leiter- Leiter-Spannungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 102 5 Messtechnische Überprüfung der Simulationsmodelle 109 5.1 Versuchsaufbau . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 109 5.2 Messergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 112 5.2.1 Modularer Mehrpunktstromrichter mit dreiphasiger induktiver Last 112 5.2.2 Modularer Mehrpunktstromrichter mit Maschinenlast . . . . . . . . 123 6 Auslegung des Leistungsteils 133 6.1 Kondensatorspezifikation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 133 6.2 Iterativer Algorithmus zur Bestimmung der minimalen Submodulkapazität . 135 6.3 Kreisstromfreier Betrieb . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1 Auslegung der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1.1 Vorgehensweise . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1.2 Ergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 140 6.3.2 Auslegung der Leistungshalbleiter . . . . . . . . . . . . . . . . . . 143 6.3.2.1 Leistungshalbleiteraufwand . . . . . . . . . . . . . . . . 143 6.3.2.2 Verlustverteilung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 145 6.4 Betrieb mit optimierten Kreisströmen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1 Auslegung der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1.1 Algorithmus . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1.2 Ergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 151 6.4.2 Auslegung der Leistungshalbleiter . . . . . . . . . . . . . . . . . . 157 6.4.2.1 Leistungshalbleiteraufwand . . . . . . . . . . . . . . . . 157 6.4.2.2 Verlustverteilung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 159 7 Zusammenfassung der Dissertation 163 Literaturverzeichnis 169

Die vorliegende Arbeit befasst sich mit einem detaillierten Vergleich von Mehrpunkt-Schaltungstopologien mit zentralem Gleichspannungszwischenkreis für den Einsatz in Mittelspannungsanwendungen. Im Rahmen dieser Untersuchungen wird die 3-Level Neutral Point Clamped Spannungswechselrichter Schaltungstopologie (3L-NPC VSC) sowohl mit Multilevel Flying Capacitor (FLC) als auch mit Multilevel Stacked Multicell (SMC) Schaltungstopologien verglichen, wobei unter Verwendung von aktuell verfügbaren IGBT-Modulen Stromrichterausgangsspannungen von 2.3 kV, 4.16 kV und 6.6 kV betrachtet werden. Neben der grundlegenden Funktionsweise wird die Auslegung der aktiven Leistungshalbleiter und der passiven Energiespeicher (Zwischenkreiskondensatoren, Flying Capacitors) für die untersuchten Stromrichtertopologien dargestellt. Unter Berücksichtigung verschiedener Modulationsverfahren und Schaltfrequenzen werden Kennwerte für den Oberschwingungsgehalt in der Ausgangsspannung und dem Ausgangsstrom vergleichend evaluiert. Die installierte Schalterleistungen, die Halbleiterausnutzungsfaktoren, die Stromrichterverlustleistungen sowie die Verlustleistungsverteilungen werden für die betrachteten Stromrichtertopologien detailliert gegenübergestellt und bewertet. / The thesis deals with a detailed comparison of voltage source converter topologies with a central dc-link energy storage device for medium voltage applications. The Three-Level Neutral Point Clamped Voltage Source Converter (3L-NPC VSC) is compared with multilevel Flying Capacitor (FLC) and Stacked Multicell (SMC) Voltage Source Converters (VSC) for output voltages of 2.3 kV, 4.16 kV and 6.6 kV by using state-of-the-art 6.5 kV, 3.3 kV, 4.5 kV and 1.7kV IGBTs. The fundamental functionality of the investigated converter topologies as well as the design of the power semiconductors and of the energy storage devices (Flying Capacitors and Dc-Link capacitors) is described. The installed switch power, converter losses, the semiconductor loss distribution, modulation strategies and the harmonic spectra are compared in detail.

Die vorliegende Arbeit befasst sich mit einem detaillierten Vergleich von Mehrpunkt-Schaltungstopologien mit zentralem Gleichspannungszwischenkreis für den Einsatz in Mittelspannungsanwendungen. Im Rahmen dieser Untersuchungen wird die 3-Level Neutral Point Clamped Spannungswechselrichter Schaltungstopologie (3L-NPC VSC) sowohl mit Multilevel Flying Capacitor (FLC) als auch mit Multilevel Stacked Multicell (SMC) Schaltungstopologien verglichen, wobei unter Verwendung von aktuell verfügbaren IGBT-Modulen Stromrichterausgangsspannungen von 2.3 kV, 4.16 kV und 6.6 kV betrachtet werden. Neben der grundlegenden Funktionsweise wird die Auslegung der aktiven Leistungshalbleiter und der passiven Energiespeicher (Zwischenkreiskondensatoren, Flying Capacitors) für die untersuchten Stromrichtertopologien dargestellt. Unter Berücksichtigung verschiedener Modulationsverfahren und Schaltfrequenzen werden Kennwerte für den Oberschwingungsgehalt in der Ausgangsspannung und dem Ausgangsstrom vergleichend evaluiert. Die installierte Schalterleistungen, die Halbleiterausnutzungsfaktoren, die Stromrichterverlustleistungen sowie die Verlustleistungsverteilungen werden für die betrachteten Stromrichtertopologien detailliert gegenübergestellt und bewertet.:Inhaltsverzeichnis Liste der Variablen i Liste der Abkürzungen v 1 Einleitung 1 2 Überblick von Mittelspannungsstromrichtertopologien und Leistungshalbleitern 3 2.1 Mittelspannungsumrichtertopologien 3 2.2 Leistungshalbleiter 8 3 Aufbau und Funktion von Mittelspannungsstromrichtertopologien 10 3.1 Neutral Point Clamped Stromrichter (NPC) 10 3.1.1 3-Level Neutral Point Clamped Stromrichter (3L-NPC) 10 3.1.2 Mehrstufige NPC-Umrichter 21 3.2 Flying Capacitor Stromrichter (FLC) 23 3.2.1 3-Level Flying Capacitor Stromrichter (3L-FLC) 23 3.2.2 4-Level Flying Capacitor-Stromrichter (4L-FLC) 33 3.2.3 Mehrstufige Flying Capacitor-Stromrichter (NL-FLC) 39 3.3 Stacked Multicell Stromrichter (SMC) 43 3.3.1 5L-Stacked Multicell Stromrichter (5L-SMC) 43 3.3.2 N-Level Stacked Multicell Umrichter (NL-SMC) 51 4 Modellierung und Auslegung der Stromrichter 59 4.1 Verlustmodell 59 4.1.1 Sperrschichttemperaturen 64 4.2 Auslegung der Leistungshalbleiter 65 4.2.1 Stromauslegung 67 4.2.2 Worst-Case Arbeitspunkte 69 4.3 Auslegung der Zwischenkreiskondensatoren 75 4.3.1 Spannungszwischenkreis 76 4.3.2 Lastseitige Strombelastung und resultierende Spannungswelligkeit im Spannungszwischenkreis 77 4.3.3 Abhängigkeit der Strombelastung und der Spannungswelligkeit im Spannungszwischenkreis vom Frequenzverhältnis mf 95 4.3.4 Netzseitige Zwischenkreiseinspeisung 97 4.3.4.1 Zwischenkreiseinspeisung mit idealisiertem Transformatormodell 98 4.3.4.2 Zwischenkreiseinspeisung mit erweitertem Transformatormodell 101 4.3.5 Simulation des Gesamtsystems 104 4.4 Auslegung der Flying Capacitors 107 4.4.1 Strombelastung der Flying Capacitors 109 4.4.2 Spannungswelligkeit über den Flying Capacitors 113 4.4.3 Abhängigkeit der Spannungswelligkeit der Flying Capacitors vom Frequenzverhältnis mf 124 4.4.4 Auswirkung der Spannungswelligkeit der Flying Capacitors auf die Ausgangsspannungen 126 5 Vergleich der Stromrichtertopologien 129 5.1 Daten für den Stromrichtervergleich 129 5.2 Basis des Vergleiches 132 5.3 Vergleich für einen 2,3 kV Mittelspannungsstromrichter 134 5.3.1 Vergleich bei verschiedenen Schaltfrequenzen 134 5.3.2 Vergleich bei maximaler Trägerfrequenz 142 5.4 Vergleich für einen 4,16 kV Mittelspannungsstromrichter 146 5.4.1 Vergleich bei verschiedenen Schaltfrequenzen 146 5.4.2 Vergleich bei maximaler Trägerfrequenz 153 5.5 Vergleich für einen 6,6 kV Mittelspannungsstromrichter 156 5.5.1 Vergleich bei verschiedenen Schaltfrequenzen 156 5.5.2 Vergleich bei maximaler Trägerfrequenz 162 5.6 Vergleich von 2,3 kV, 4,16 kV und 6,6 kV Mittelspannungsstromrichtern 165 5.6.1 Vergleich bei identischer installierter Schalterleistung SS 165 5.6.2 Vergleich bei einer identischen Ausgangsleistung 167 6 Zusammenfassung und Bewertung 171 Anhang 175 A. Halbleiterverlustmodell 175 Referenzen 177 / The thesis deals with a detailed comparison of voltage source converter topologies with a central dc-link energy storage device for medium voltage applications. The Three-Level Neutral Point Clamped Voltage Source Converter (3L-NPC VSC) is compared with multilevel Flying Capacitor (FLC) and Stacked Multicell (SMC) Voltage Source Converters (VSC) for output voltages of 2.3 kV, 4.16 kV and 6.6 kV by using state-of-the-art 6.5 kV, 3.3 kV, 4.5 kV and 1.7kV IGBTs. The fundamental functionality of the investigated converter topologies as well as the design of the power semiconductors and of the energy storage devices (Flying Capacitors and Dc-Link capacitors) is described. The installed switch power, converter losses, the semiconductor loss distribution, modulation strategies and the harmonic spectra are compared in detail.:Inhaltsverzeichnis Liste der Variablen i Liste der Abkürzungen v 1 Einleitung 1 2 Überblick von Mittelspannungsstromrichtertopologien und Leistungshalbleitern 3 2.1 Mittelspannungsumrichtertopologien 3 2.2 Leistungshalbleiter 8 3 Aufbau und Funktion von Mittelspannungsstromrichtertopologien 10 3.1 Neutral Point Clamped Stromrichter (NPC) 10 3.1.1 3-Level Neutral Point Clamped Stromrichter (3L-NPC) 10 3.1.2 Mehrstufige NPC-Umrichter 21 3.2 Flying Capacitor Stromrichter (FLC) 23 3.2.1 3-Level Flying Capacitor Stromrichter (3L-FLC) 23 3.2.2 4-Level Flying Capacitor-Stromrichter (4L-FLC) 33 3.2.3 Mehrstufige Flying Capacitor-Stromrichter (NL-FLC) 39 3.3 Stacked Multicell Stromrichter (SMC) 43 3.3.1 5L-Stacked Multicell Stromrichter (5L-SMC) 43 3.3.2 N-Level Stacked Multicell Umrichter (NL-SMC) 51 4 Modellierung und Auslegung der Stromrichter 59 4.1 Verlustmodell 59 4.1.1 Sperrschichttemperaturen 64 4.2 Auslegung der Leistungshalbleiter 65 4.2.1 Stromauslegung 67 4.2.2 Worst-Case Arbeitspunkte 69 4.3 Auslegung der Zwischenkreiskondensatoren 75 4.3.1 Spannungszwischenkreis 76 4.3.2 Lastseitige Strombelastung und resultierende Spannungswelligkeit im Spannungszwischenkreis 77 4.3.3 Abhängigkeit der Strombelastung und der Spannungswelligkeit im Spannungszwischenkreis vom Frequenzverhältnis mf 95 4.3.4 Netzseitige Zwischenkreiseinspeisung 97 4.3.4.1 Zwischenkreiseinspeisung mit idealisiertem Transformatormodell 98 4.3.4.2 Zwischenkreiseinspeisung mit erweitertem Transformatormodell 101 4.3.5 Simulation des Gesamtsystems 104 4.4 Auslegung der Flying Capacitors 107 4.4.1 Strombelastung der Flying Capacitors 109 4.4.2 Spannungswelligkeit über den Flying Capacitors 113 4.4.3 Abhängigkeit der Spannungswelligkeit der Flying Capacitors vom Frequenzverhältnis mf 124 4.4.4 Auswirkung der Spannungswelligkeit der Flying Capacitors auf die Ausgangsspannungen 126 5 Vergleich der Stromrichtertopologien 129 5.1 Daten für den Stromrichtervergleich 129 5.2 Basis des Vergleiches 132 5.3 Vergleich für einen 2,3 kV Mittelspannungsstromrichter 134 5.3.1 Vergleich bei verschiedenen Schaltfrequenzen 134 5.3.2 Vergleich bei maximaler Trägerfrequenz 142 5.4 Vergleich für einen 4,16 kV Mittelspannungsstromrichter 146 5.4.1 Vergleich bei verschiedenen Schaltfrequenzen 146 5.4.2 Vergleich bei maximaler Trägerfrequenz 153 5.5 Vergleich für einen 6,6 kV Mittelspannungsstromrichter 156 5.5.1 Vergleich bei verschiedenen Schaltfrequenzen 156 5.5.2 Vergleich bei maximaler Trägerfrequenz 162 5.6 Vergleich von 2,3 kV, 4,16 kV und 6,6 kV Mittelspannungsstromrichtern 165 5.6.1 Vergleich bei identischer installierter Schalterleistung SS 165 5.6.2 Vergleich bei einer identischen Ausgangsleistung 167 6 Zusammenfassung und Bewertung 171 Anhang 175 A. Halbleiterverlustmodell 175 Referenzen 177