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This dissertation studies modeling and control issues of parallel three-phase pulse-width modulated (PWM) converters. The converters include three-phase boost rectifiers, voltage source inverters, buck rectifiers and current source inverters. The averaging of the parallel converters is performed based on a generic functional switching unit, which is called a phase leg in boost rectifiers and voltage source inverters, and a rail arm in buck rectifiers and current source inverters. Based on phase-leg and rail-arm averaging, the developed models are not only equivalent to the conventional three-phase converter models that are based on phase-to-phase averaging, but they also preserve common-mode information, which is critical in the analysis of the parallel converters. The models reveal such parallel dynamics as reactive power circulation and small-signal interaction. A unique feature of the parallel three-phase converters is a zero-sequence circulating current. This work proposes a novel zero-sequence control concept that uses variable zero-vectors in the space-vector modulation (SVM) of the converters. The control can be implemented within an individual converter and is independent from the other control loops for the converter. Therefore, it greatly facilitates the design and expansion of a parallel system. Proper operation of the parallel converters requires an explicit load-sharing mechanism. In order to have a modular design, a droop method is recommended. Traditionally, however, a droop method has to compromise between voltage regulation and load sharing. After parametric analysis, a novel droop method using a gain-scheduling technique is proposed. The numeric analysis shows that the proposed droop method can achieve both good voltage regulation and good load sharing. An interleaving technique is often used in parallel converter systems in order to reduce current ripples. Because of its symmetrical circuit structure, the parallel three-phase converter system can reduce both differential-mode and common-mode noise with a center-aligned symmetrical SVM. Based on the concept that a symmetrical circuit can reduce common-mode dv/dt noise, a conventional three-phase, four-leg inverter is modified so that its fourth leg is symmetrical to the other three legs. The common-mode dv/dt noise can be practically eliminated with a new modulation strategy. Meanwhile, with a modified control design, the new four-leg inverter still can handle low-frequency common-mode components that occur due to unbalanced and nonlinear load. / Ph. D.

Gegenstand der Arbeit sind die Modulation, die Modellbildung und die Energiesymmetrierung von modularen Mehrpunktstromrichtern sowie der Aufbau einer Niederspannungs-Modellanlage zum Test von Regelungsverfahren. Die entwickelten Modulationsalgorithmen zeichnen sich durch niedrige Schaltfrequenz, geringe Spannungsunsymmetrie der Submodulspannungen, schnelle Berechnung und verbesserte eingeprägte Spannungen aus -- dank einer dynamisch bevorzugten versetzten Taktung. Zur Klassifizierung von Modulationsverfahren wird hier die Unterscheidung von später und früher Submodulauswahl vorgeschlagen. Der vertiefend betrachtete Fall niedriger Submodulzahlen (n<20) erfordert Verfahren mit früher Submodulauswahl, von diesen werden im weiteren fünf Algorithmen entwickelt, implementiert und experimentell erprobt. Eines der entwickelten Modulationsverfahren nutzt den Freiheitsgrad, der durch Aufteilung der Schaltflanken auf zwei Submodule entsteht, zur Verbesserung der eingeprägten Spannung. Die dabei durchgeführte Analyse unsymmetrischer Submodulspannungen erlaubt die sichere Ausnutzung dieses Freiheitsgrads im gesamten Betriebsbereich auch für andere Modulationsverfahren. Ein bei der Modellbildung der Zweigenergien neu eingenommener Standpunkt führt auf ein Stromrichtermodell, in welchem der Laststrom die Rolle eines zeitabhängigen Parameters annimmt. Das gestattet die getrennte Betrachtung von Stromrichter und Last, was sich vor allem bei der späteren (algebraischen) Parametrierung der Systemgrößen für die planungsbasierte Energieregelung auszahlt. Das Symmetrierungsproblem der Energieregelung wird mit Hilfe des zuvor hergeleiteten Energiemodells aufgegriffen. Im Unterschied zu bekannten Verfahren werden die Fehlerverstärkungen der Energiefehler-Rückführung unter Berücksichtigung der Kopplungen eingestellt, welche durch gemeinsame Nutzung des Kreisstroms entstehen, was die 10-Prozent-Abklingzeit der Energiefehler um 67 Prozent verringert. Für den Fall ohne Aussteuerung der Gleichtaktspannung konnte außerdem die zeitvariante Fehlerdynamik der Energiefehler-Rückführung in eine zeitinvariante Darstellung transformiert werden und erlaubt damit erstmals globale Stabilitätsaussagen und eine effiziente Optimierung der Polkonstellation. Eine neuartige planungsbasierte Energieregelung verbessert die Symmetrierung mit Hilfe einer Vorsteuerung, die schon während der Überführungen zu neuen Arbeitsregimes eine Verringerung der Kondensatorspannungsschwankungen erreicht. Der Aufwand der Steuerungsberechnung konnte deutlich reduziert werden, und zwar zum einen durch Aufnahme der vertikalen Energiedifferenz in die vorgegebenen Energien, und zum anderen durch die Konstruktion von Überführungen, deren Parameter vorteilhaft voneinander unabhängige Rollen einnehmen. Bei dieser Aufgabe erlaubt das hergeleitete Stromrichtermodell die bequeme Vorgabe von vier der sechs Stromrichterenergien, sodass nur zwei durch Integration bestimmt werden brauchen, was der bisher niedrigsten bekannten Ordnung für dieses Problem entspricht. Die entwickelte Steuerung reduziert die Kondensatorspannungsschwankungen und entlastet die Energiefehler-Rückführung von der Überführungsaufgabe, wie die für die Messung durchgeführte Implementierung zeigt. Ein Parametervergleich der aufgebauten Modellanlage mit typischen Mittelspannungs-M2Cs belegt die besonders gute Nachbildung der für die Energieregelung relevanten Verhältnisse im Vergleich zu anderen Modellanlagen.:I Untersuchungen zum M2C 1 Einleitung 2 Modulationsverfahren 2.1 Einleitung 2.2 Modulationsverfahren der Modellanlage 2.2.1 Eigenschaften der Modulation der Modellanlage 2.2.2 Algorithmus 1 2.2.3 Algorithmus 2 2.2.4 Algorithmus 3 2.2.5 Algorithmus 4 2.2.6 Besonderheiten bei Modulation mit zwei taktenden Modulen 2.2.7 Algorithmus 5 2.3 Vergleich der Algorithmen 2.3.1 Schaltfrequenz 2.3.2 Symmetrierung 2.3.3 Eingeprägte Spannung 2.3.4 Spektrum der Gleich- und Wechselspannung 2.3.5 Rechenzeit 2.4 Zusammenfassung 3 Modellbildung 3.1 Modellierung der Submodule und deren Reihenschaltung 3.2 Simulationsmodell zur Berücksichtigung eines unsymmetrischen Aufbaus 3.3 Modellbildung für den Regelungsentwurf 3.3.1 Anwendung von Ersatzsubmodulen für den Regelungsentwurf 3.3.2 Überblick zum weiteren Vorgehen 3.3.3 Vereinfachungen bei symmetrischem Aufbau 3.3.4 Dreiphasige und einphasige Betrachtung mittels Stromquellenlast 3.3.5 Transformation in Summe und Differenzen 3.3.6 Transformation in Energien 3.3.7 Energiegrößen für die dreiphasige Schaltung 3.4 Stationäre Lösungen der dreiphasigen Schaltung 3.4.1 Kreisstromfreier Betrieb ohne Gleichtaktspannung 3.4.2 Kreisstromfreier Betrieb mit triplen harmonic injection 3.4.3 Betrieb mit zweiter Harmonischer im Kreisstrom 3.4.4 Betrieb ohne Auslenkung der komplexen Summenenergie 3.4.5 Vergleich zweier Kreisstromformen zur Reduktion der Spannungsschwankung 3.5 Zusammenfassung der Eigenschaften des Modells und der Herleitung 4 Beiträge zur Regelung eines M2Cs 4.1 Überblick über Symmetrierungslösungen 4.2 Rückführung der Energiefehler auf den Kreisstrom 4.2.1 Fehlerdynamik 4.2.2 Einstellung der Fehlerverstärkungen bei vernachlässigter Kopplung 4.2.3 Simulation der Fehlerdynamik und des gesamten Stromrichters 4.2.4 Einstellung der Fehlerverstärkungen anhand von Eigenwerten 4.2.5 Einstellung der Fehlerverstärkungen bei Aussteuerung der Gleichtaktspannung 4.2.6 Anpassung der Einstellungen an veränderte Parameter 4.2.7 Zusammenfassung der untersuchten Einstellungen 4.3 Planungsbasierte Optimierung der Symmetrierung 4.3.1 Grundidee 4.3.2 Berechnung der Systemgrößen 4.3.3 Trajektorienplanung für die Last 4.3.4 Trajektorienplanung für den M2C 4.3.5 Berechnung des verbleibenden Parameters 4.3.6 Verbesserung des Verlaufs der Gleichtaktspannung 4.3.7 Messergebnisse 4.3.8 Zusammenfassung 5 Zusammenfassung des ersten Teils II Modellanlage mit M2C 6 Eigenschaften der Modellanlage 6.1 Besonderheiten beim Test von Regelungsverfahren 6.2 Schutzfunktionen 6.3 Dimensionierung der Komponenten 6.3.1 Berechnung des Energiehubs der Kondensatoren 6.3.2 Einfluss der Induktivität der Zweigdrossel 6.3.3 Dimensionierung der Zweigdrossel 6.3.4 Abschätzung und Simulation der ohmschen Verluste und der Halbleiterverluste 6.3.5 Verluste der Submodulkondensatoren 6.3.6 Entwärmung der Leistungshalbleiter 6.3.7 Berechnung der mindestens notwendigen Gleichspannung 6.3.8 Berechnung der maximal bereitzustellenden Zweigspannung 6.4 Vergleich von Modellanlagen mit Mittelspannungs-M2Cs 7 Zusammenfassung des zweiten Teils / The thesis deals with the modulation, the modeling and the energy balancing of modular multilevel converters as well as the construction of a low-voltage test bench for the experimental evaluation. The proposed modulation algorithms offer low switching frequency, small cell voltage imbalance, fast calculation, and improved injected voltages thanks to the idea of inherited polarity. In order to classify modular multilevel converter modulation schemes a distinction between early and late cell selection is proposed. The further investigation focuses on modulation for a small number of cells per arm (n<20) for which early selection is advantageous. Five such methods are developed, implemented and tested experimentally on a test bench. The injected voltage was improved by exploiting a degree of freedom that arises when the positive and negative edges are assigned to two cells instead of one cell. A corresponding analysis of the inherent deviations between the cell voltages enables reliable exploitation of the degree of freedom without endangering correct termination of the algorithm. The proposed arm energy modeling results in a converter model that incorporates the load current as time varying parameter and enables a beneficial separation of converter model and load model that eases trajectory planning for both. The energy balancing problem of modular multilevel converters is tackled by means of the derived arm energy model. In comparison to known approaches, the tuning scheme takes into account the coupling caused by the different circulating current frequency components and reduces the 10 percent decay-time by 67 percent. In case of zero common mode voltage a transformation of the time-variant error dynamics of the energy balancing feedback into a time-invariant form enables global stability proof and efficient eigenvalue optimization. A novel energy balancing approach based on trajectory planning and feed-forward circulating current enables a balanced operation even during transfers between operating regimes. In contrast to the classic approach of specifying circulating current components and common-mode voltage, four out of six (transformed) arm energies are specified in order to identify balanced transfers between operating regimes. The calculation cost for obtaining consistent energy references has been reduced by specifying candidate trajectories even for the vertical difference energy, and by using candidate trajectories whose parameters are responsible for independent tasks. Thus, only two energies remain that need to be determined via integration during the planning procedure. This is the lowest known order of the system to be integrated. As a benefit of this approach, no balancing error remains, i.e. the task of the balancing feedback is reduced to compensating parameter uncertainties and disturbances. The proposed energy references improve the cell voltage balance and relieves the feedback based energy balancing from the large signal transfer task. The LC-circuit of the cell capacitors and the arm inductor of the low-voltage test bench features a similar resonant frequency as reported for typical medium-voltage designs as a survey of other low-voltage test benches reveal.:I Untersuchungen zum M2C 1 Einleitung 2 Modulationsverfahren 2.1 Einleitung 2.2 Modulationsverfahren der Modellanlage 2.2.1 Eigenschaften der Modulation der Modellanlage 2.2.2 Algorithmus 1 2.2.3 Algorithmus 2 2.2.4 Algorithmus 3 2.2.5 Algorithmus 4 2.2.6 Besonderheiten bei Modulation mit zwei taktenden Modulen 2.2.7 Algorithmus 5 2.3 Vergleich der Algorithmen 2.3.1 Schaltfrequenz 2.3.2 Symmetrierung 2.3.3 Eingeprägte Spannung 2.3.4 Spektrum der Gleich- und Wechselspannung 2.3.5 Rechenzeit 2.4 Zusammenfassung 3 Modellbildung 3.1 Modellierung der Submodule und deren Reihenschaltung 3.2 Simulationsmodell zur Berücksichtigung eines unsymmetrischen Aufbaus 3.3 Modellbildung für den Regelungsentwurf 3.3.1 Anwendung von Ersatzsubmodulen für den Regelungsentwurf 3.3.2 Überblick zum weiteren Vorgehen 3.3.3 Vereinfachungen bei symmetrischem Aufbau 3.3.4 Dreiphasige und einphasige Betrachtung mittels Stromquellenlast 3.3.5 Transformation in Summe und Differenzen 3.3.6 Transformation in Energien 3.3.7 Energiegrößen für die dreiphasige Schaltung 3.4 Stationäre Lösungen der dreiphasigen Schaltung 3.4.1 Kreisstromfreier Betrieb ohne Gleichtaktspannung 3.4.2 Kreisstromfreier Betrieb mit triplen harmonic injection 3.4.3 Betrieb mit zweiter Harmonischer im Kreisstrom 3.4.4 Betrieb ohne Auslenkung der komplexen Summenenergie 3.4.5 Vergleich zweier Kreisstromformen zur Reduktion der Spannungsschwankung 3.5 Zusammenfassung der Eigenschaften des Modells und der Herleitung 4 Beiträge zur Regelung eines M2Cs 4.1 Überblick über Symmetrierungslösungen 4.2 Rückführung der Energiefehler auf den Kreisstrom 4.2.1 Fehlerdynamik 4.2.2 Einstellung der Fehlerverstärkungen bei vernachlässigter Kopplung 4.2.3 Simulation der Fehlerdynamik und des gesamten Stromrichters 4.2.4 Einstellung der Fehlerverstärkungen anhand von Eigenwerten 4.2.5 Einstellung der Fehlerverstärkungen bei Aussteuerung der Gleichtaktspannung 4.2.6 Anpassung der Einstellungen an veränderte Parameter 4.2.7 Zusammenfassung der untersuchten Einstellungen 4.3 Planungsbasierte Optimierung der Symmetrierung 4.3.1 Grundidee 4.3.2 Berechnung der Systemgrößen 4.3.3 Trajektorienplanung für die Last 4.3.4 Trajektorienplanung für den M2C 4.3.5 Berechnung des verbleibenden Parameters 4.3.6 Verbesserung des Verlaufs der Gleichtaktspannung 4.3.7 Messergebnisse 4.3.8 Zusammenfassung 5 Zusammenfassung des ersten Teils II Modellanlage mit M2C 6 Eigenschaften der Modellanlage 6.1 Besonderheiten beim Test von Regelungsverfahren 6.2 Schutzfunktionen 6.3 Dimensionierung der Komponenten 6.3.1 Berechnung des Energiehubs der Kondensatoren 6.3.2 Einfluss der Induktivität der Zweigdrossel 6.3.3 Dimensionierung der Zweigdrossel 6.3.4 Abschätzung und Simulation der ohmschen Verluste und der Halbleiterverluste 6.3.5 Verluste der Submodulkondensatoren 6.3.6 Entwärmung der Leistungshalbleiter 6.3.7 Berechnung der mindestens notwendigen Gleichspannung 6.3.8 Berechnung der maximal bereitzustellenden Zweigspannung 6.4 Vergleich von Modellanlagen mit Mittelspannungs-M2Cs 7 Zusammenfassung des zweiten Teils

Klimatutmaningar, lagändringar och ett ökat miljötänk har tvingat transportsektorn att ställa om till eldrift. Batterier och elmotorer har utvecklats kraftigt och är nu ett alternativ även för tunga fordon. Ett vanligt förekommande problem med elmotorer i fordon är lagerströmmar, här kallat gnista eller blixthändelser. Dessa uppstår på grund av oönskade urladdningar i motorn och förorsakar skador på lagren i motorn. Syftet med motorlager är att avlasta och minska friktionen kring motoraxeln. För att förebygga problemet och se förbättringar eller försämringar av olika åtgärder som görs krävs att lagerströmmar kan identifieras utifrån mätdata. Detta examensarbete analyserar relevant forskning inom området för att sedan introducera en metod och en algoritm för att identifiera lagerströmmar i samarbete med Scania CV. Algoritmen består av tre olika parametrar som påverkar identifieringen av de oönskade strömmarna på olika sätt. Verktyget lyckades identifierade lagerströmmar i olika mätdata, och hittade skillnader i antalet blixthändelser mellan olika körningar av provobjektet. Dock krävs vidare utveckling av verktyget och möjligheten att bearbeta annan typ av data som exempelvis spänningar i motorn för atthitta bättre samband. / A changing climate, changing laws and an increased environmental consciousnesshas forced the transport sector to transition to electric power. Batteries and electric motors have seen a quick and powerful development which means that they are now an alternative even for heavy vehicles. A common problem with electric motors forvehicles is bearing currents. The bearing currents occur as a result of electrical discharges in the motor and can damage the bearings inside the motor. The purpose of motor bearings is to offload and reduce friction for the motor shaft. To prevent the issue and to see improvements or deteriorations from different preventativemeasures it is critical to be able to identify bearing currents from data. This thesis analyzes relevant research in the area before introducing a method and an algorithm for detecting bearing currents in cooperation with Scania CV. The algorithm is composed of three different parameters which affects the identification in different ways. The tool was able to identify bearing currents from various data and found differences between the number of bearing currents between different test runs of the motor. However, more development of the tool and the possibility to process different kinds of data like voltages inside the motor is needed to be able to find better patterns in the data.

This thesis provides insight into state-of-the-art Modular Multilevel Converters (MMC) for medium and high voltage applications. Modular Multilevel Converters have increased in interest in many industrial applications, as they offer the following advantages: modularity, scalability, reliability, distributed location of capacitors, etc. In this study, the modeling, control and design considerations of modular based multilevel converters, with an emphasis on the reliability of the converter, is carried out. Both modular multilevel converters with half-bridge and full-bridge sub-modules are evaluated in order to provide a complete analysis of the converter. From among the family of modular based hybrid multilevel converters, the newly released Alternate Arm Converter (AAC) is considered for further assessment in this study. Thus, the modular multilevel converter with half-bridge and full-bridge power cells and the Alternate Arm Converter as a commercialized hybrid structure of this family are the main areas of study in this thesis. Finally, the DC fault analysis as one of the main issues related to conventional VSC converters is assessed for Modular Multilevel Converters (MMC) and the DC fault ride-through capability and DC fault current blocking ability is illustrated in both the Modular Multilevel Converter with Full-Bridge (FB) power cells and in the Alternate Arm Converter (AAC). Accordingly, the DC fault control scheme employed in the converter and the operation of the converter under the fault control scheme are explained. The main contributions of this study are as follows: The new D-Q model for the MMC is proposed for use in the design of the inner and outer loop control. The extended control scheme from the modular multilevel converter is employed to control the Alternate Arm Converters. A practical reliability-oriented sub-module capacitor bank design is described based on different reliability modeling tools. A Zero Current Switching (ZCS) scheme of the Alternate Arm Converter is presented in order to reduce the switching losses of the Director Switches (DS) and, accordingly, to implement the ZCS, a design procedure for the Arm inductor in the AAC is proposed. The capacitor voltage waveform is extracted analytically in different load power factors and the waveforms are verified by simulation results. A reliability-oriented switching frequency analysis for the modular multilevel converters is carried out to evaluate the effect of the switching frequency on the MMC's operation. For the latter, a DC fault analysis for the MMC with Full-Bridge (FB) power cells and the AAC is performed and a DC fault control scheme is employed to provide the capacitor voltage control and DC fault current limit, and is illustrated herein. / Master of Science

Die vorliegende Arbeit behandelt den Modularen Mehrpunktstromrichter M2C, der eine aufstrebende Mehrpunktstromrichtertopologie im Mittelspannungs- und Hochspannungsbereich ist. Die modulare Struktur des Stromrichters enthält in einem Stromrichterzweig eine Reihenschaltung aus identischen Submodulen (Zellen) und einer Spule. Der gesamte Stromrichter ist aus sechs Zweigen aufgebaut. Somit hängt die Anzahl der Spannungsstufen in den Leiter-Leiter-Spannungen von der zunächst beliebigen Anzahl der Submodule ab. Zur Untersuchung dieser komplexen Stromrichtertopologie werden zwei Simulationsmodelle hergeleitet: das kontinuierliche Modell und das diskrete Modell. Dafür wird das elektrische Schaltbild durch ein gewöhnliches Differenzialgleichungssystem beschrieben, wobei die Schaltzustände der Leistungshalbleiter durch sogenannte Schaltfunktionen abgebildet werden. Das kontinuierliche Modell verwendet Schaltfunktionen, die Werte in einem kontinuierlichen Intervall annehmen können. Bei Vorgabe der Zweigströme und Sternpunktspannung können die Lösungen der anderen Systemgrößen analytisch berechnet werden. Für den allgemeinen Fall ist dies numerisch möglich. Im Gegensatz dazu verwendet das diskrete Modell diskrete Schaltfunktionen. Es wird durch numerische Integrationsverfahren mit dem Schaltungssimulator MATLAB/Plecs simuliert. Eine spezielle Eigenschaft dieses Stromrichters sind seine inneren, an den Ein- und Ausgangsklemmen nicht messbaren Ströme: die sogenannten Kreisströme. Diese Stromanteile werden erstmalig mathematisch im Zeitbereich definiert und die Harmonischen hergeleitet, die sich für einen symmetrischen Betrieb des Stromrichters ergeben. Für das diskrete Modell wird eine Zweigstromregelung implementiert. Die Anfangswerte der Spulen und Kondensatoren werden durch die analytischen Gleichungen des kontinuierlichen Modells so berechnet, dass sich der eingeschwungene Zustand ergibt. Der M2C besitzt keinen großen, sondern viele verteilte Energiespeicher: die Submodulkondensatoren. Die gespeicherte Energie sollte symmetrisch verteilt sein. Dafür werden drei Möglichkeiten der Energieänderung hergeleitet und deren Effektivität gezeigt. Eine andere Untersuchung betrifft die Stromaufteilung innerhalb der Submodule auf den jeweils oberen und unteren Leistungshalbleiter. Dabei wird die Stromaufteilung für verschiedene Phasenwinkel und Kreisströme gezeigt. Der Einfluss der schwankenden Kondensatorspannungen auf die Leiter-Leiter-Spannungen sowie die Anzahl der Spannungsstufen in den Leiter-Leiter-Spannungen werden mit dem diskreten Modell untersucht. Die Genauigkeit der Simulationsmodelle wird mit Hilfe eines Prototyps des M2Cs überprüft, der von der Fa. Siemens entwickelt wurde. Es werden charakteristische Strom- und Spannungsverläufe gemessen und den simulierten Verläufen der beiden Simulationsmodelle gegenübergestellt. Die Auslegung des Leistungsteils gliedert sich in die Auslegung der Submodulkondensatoren und die der Leistungshalbleiter. Zuerst wird die Kapazität der Submodulkondensatoren auf der Grundlage von drei verschiedenen Kondensatorspezifikationen mit Hilfe eines iterativen Algorithmus minimiert. Dies wird sowohl für kreisstromfreie als auch für optimierte kreisstrombehaftete Betriebsweisen mit dem kontinuierlichen Modell durchgeführt. Im nächsten Schritt werden die Leistungshalbleiter mit dem diskreten Modell dimensioniert. Dafür wird ein Stromfaktor definiert, der eine ideale Parallelschaltung von mehreren Leistungshalbleitern beschreibt. Die Verluste, die Verlustverteilung sowie die Sperrschichttemperaturen in den Leistungshalbleitern für verschiedene Phasenwinkel zeigen das Verhalten des Stromrichters in verschiedenen Arbeitspunkten. / This thesis deals with the Modular Multilevel Converter M2C, an emerging and highly attractive multilevel converter topology for medium and high voltage applications. One of the most significant benefits of the M2C is its modular structure - the converter is composed of six converter arms, where each arm consists of a series connection of identical submodules (cells) and an inductor. Thus, the number of distinct voltage levels available for the line-to-line voltages is proportional to the number of submodules, which is in principle arbitrary. For the investigation of this complex converter topology, two simulation models - a continuous model and a discrete model - are derived. For this purpose, the electrical circuit is described by a system of ordinary differential equations where the switching states of the power semiconductors are represented by the so-called switching functions. The continuous model results from the analytical solution of the differential equations with a continuous interpretation of the switching functions. In contrast, the discrete model uses discrete switching functions and is computed using numeric integration methods with MATLAB/Plecs. One aspect of particular significance with the M2C is the topic of inner currents: the so-called circulating currents. In this thesis, these current components are defined mathematically in the time domain for the first time and the harmonics of the circulating currents for symmetrical operation of the converter are derived. For the discrete model, closed-loop control of the arm currents is implemented. Initial values for the inductors and capacitors are derived using the analytical equations of the continuous model. The M2C has several distributed energy storage elements: the submodule capacitors. The stored energy must be distributed evenly amongst these capacitors. To achieve this, three methods of energy distribution are presented. Another focus of this investigation is the current sharing between the upper and lower power semiconductor within the submodules. For different load phase angles and circulating currents, the current distribution is depicted. The influence of the floating capacitor voltages on the line-to-line voltages as well as the of number of discrete voltage levels in the line-to-line voltages are investigated with the discrete model. The accuracy of the simulation models is verified by experimentation with a prototype of the M2C from the company Siemens. The experimental results are compared with simulation results from the two simulation models. The dimensioning of the power components of the elecrical circuit is divided into two parts: the first for the submodule capacitors and the second for the power semiconductors. Initially, the capacitance of the submodule capacitors are minimized by an iterative algorithm on the basis of three different capacitor specifications. This computation is done using the continuous converter model for converter operation neglecting circulating currents and with optimized circulating currents. In the next step, the power semiconductors are dimensioned using the discrete model and assuming a defined current factor, which describes the ideal parallel connection of several semiconductors. The losses, the loss distribution, and the junction temperatures in the power semiconductors for different load phase angles describe the behavior of the converter for different operating points.

Die vorliegende Arbeit behandelt den Modularen Mehrpunktstromrichter M2C, der eine aufstrebende Mehrpunktstromrichtertopologie im Mittelspannungs- und Hochspannungsbereich ist. Die modulare Struktur des Stromrichters enthält in einem Stromrichterzweig eine Reihenschaltung aus identischen Submodulen (Zellen) und einer Spule. Der gesamte Stromrichter ist aus sechs Zweigen aufgebaut. Somit hängt die Anzahl der Spannungsstufen in den Leiter-Leiter-Spannungen von der zunächst beliebigen Anzahl der Submodule ab. Zur Untersuchung dieser komplexen Stromrichtertopologie werden zwei Simulationsmodelle hergeleitet: das kontinuierliche Modell und das diskrete Modell. Dafür wird das elektrische Schaltbild durch ein gewöhnliches Differenzialgleichungssystem beschrieben, wobei die Schaltzustände der Leistungshalbleiter durch sogenannte Schaltfunktionen abgebildet werden. Das kontinuierliche Modell verwendet Schaltfunktionen, die Werte in einem kontinuierlichen Intervall annehmen können. Bei Vorgabe der Zweigströme und Sternpunktspannung können die Lösungen der anderen Systemgrößen analytisch berechnet werden. Für den allgemeinen Fall ist dies numerisch möglich. Im Gegensatz dazu verwendet das diskrete Modell diskrete Schaltfunktionen. Es wird durch numerische Integrationsverfahren mit dem Schaltungssimulator MATLAB/Plecs simuliert. Eine spezielle Eigenschaft dieses Stromrichters sind seine inneren, an den Ein- und Ausgangsklemmen nicht messbaren Ströme: die sogenannten Kreisströme. Diese Stromanteile werden erstmalig mathematisch im Zeitbereich definiert und die Harmonischen hergeleitet, die sich für einen symmetrischen Betrieb des Stromrichters ergeben. Für das diskrete Modell wird eine Zweigstromregelung implementiert. Die Anfangswerte der Spulen und Kondensatoren werden durch die analytischen Gleichungen des kontinuierlichen Modells so berechnet, dass sich der eingeschwungene Zustand ergibt. Der M2C besitzt keinen großen, sondern viele verteilte Energiespeicher: die Submodulkondensatoren. Die gespeicherte Energie sollte symmetrisch verteilt sein. Dafür werden drei Möglichkeiten der Energieänderung hergeleitet und deren Effektivität gezeigt. Eine andere Untersuchung betrifft die Stromaufteilung innerhalb der Submodule auf den jeweils oberen und unteren Leistungshalbleiter. Dabei wird die Stromaufteilung für verschiedene Phasenwinkel und Kreisströme gezeigt. Der Einfluss der schwankenden Kondensatorspannungen auf die Leiter-Leiter-Spannungen sowie die Anzahl der Spannungsstufen in den Leiter-Leiter-Spannungen werden mit dem diskreten Modell untersucht. Die Genauigkeit der Simulationsmodelle wird mit Hilfe eines Prototyps des M2Cs überprüft, der von der Fa. Siemens entwickelt wurde. Es werden charakteristische Strom- und Spannungsverläufe gemessen und den simulierten Verläufen der beiden Simulationsmodelle gegenübergestellt. Die Auslegung des Leistungsteils gliedert sich in die Auslegung der Submodulkondensatoren und die der Leistungshalbleiter. Zuerst wird die Kapazität der Submodulkondensatoren auf der Grundlage von drei verschiedenen Kondensatorspezifikationen mit Hilfe eines iterativen Algorithmus minimiert. Dies wird sowohl für kreisstromfreie als auch für optimierte kreisstrombehaftete Betriebsweisen mit dem kontinuierlichen Modell durchgeführt. Im nächsten Schritt werden die Leistungshalbleiter mit dem diskreten Modell dimensioniert. Dafür wird ein Stromfaktor definiert, der eine ideale Parallelschaltung von mehreren Leistungshalbleitern beschreibt. Die Verluste, die Verlustverteilung sowie die Sperrschichttemperaturen in den Leistungshalbleitern für verschiedene Phasenwinkel zeigen das Verhalten des Stromrichters in verschiedenen Arbeitspunkten.:Kurzbeschreibung i Abstract iii Danksagung v Abbildungsverzeichnis xi Tabellenverzeichnis xvii Abkürzungsverzeichnis xix 0 Einleitung 1 1 Stand der Technik bei Mittelspannungsstromrichtern 3 1.1 Neutral-Point-Clamped Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . 5 1.2 Cascaded H-Bridge Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . . . 8 1.3 Flying Capacitor Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . . . . 10 2 Modularer Mehrpunktstromrichter 13 2.1 Aufbau . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13 2.2 Prinzipielle Funktionsweise . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15 2.2.1 Spannungserzeugung durch die Submodule . . . . . . . . . . . . . 15 2.2.2 Symmetrierung der Kondensatorspannungen . . . . . . . . . . . . 16 2.2.3 Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 2.3 Stand der Technik . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 2.4 Strukturelle Eigenschaften . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 2.4.1 Vorteile . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 2.4.2 Nachteile . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21 2.5 Motivation der Dissertation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22 3 Modellierung des Modularen Mehrpunktstromrichters 25 3.1 Verlust- und Sperrschichttemperaturberechnung von IGBT-Modulen . . . . 25 3.1.1 Stromfaktor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26 3.1.2 Verlustberechnung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26 3.1.2.1 Durchlassverluste . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27 3.1.2.2 Schaltverluste . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28 3.1.3 Thermisches Ersatzschaltbild . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30 3.2 Modellierung eines Antriebs mit Modularem Mehrpunktstromrichter . . . . 31 3.2.1 Schaltungsmodell mit einem Submodul pro Zweig . . . . . . . . . 31 3.2.2 Differenzialgleichungssystem für das Schaltungsmodell mit einem Submodul pro Zweig . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33 3.2.3 Das diskrete Modell . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36 3.2.4 Das kontinuierliche Modell . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37 4 Analyse und Simulation des Modularen Mehrpunktstromrichters 43 4.1 Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43 4.1.1 Definition der Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44 4.1.2 Harmonische der Kreisströme für den symmetrischen Betrieb . . . 45 4.2 Verfahren zur Erzeugung der Schaltsignale des diskreten Modells . . . . . . 49 4.3 Annahmen für die Simulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54 4.3.1 Daten des exemplarischen Simulationsmodells . . . . . . . . . . . 54 4.3.2 Anfangswertbestimmung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56 4.3.2.1 Spulenströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56 4.3.2.2 Kondensatorspannungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58 4.4 Analyse der Simulationsergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61 4.4.1 Verläufe charakteristischer Stromrichtergrößen . . . . . . . . . . . 61 4.4.2 Vergleich des kontinuierlichen und des diskreten Modells . . . . . . 69 4.4.3 Möglichkeiten der Verschiebung der gespeicherten Energie der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 78 4.4.3.1 Änderung der gespeicherten Energie einer Stromrichterphase . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 79 4.4.3.2 Verschiebung der gespeicherten Energie innerhalb einer Stromrichterphase . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 86 4.4.3.3 Änderung der gespeicherten Energien unter Verwendung der Sternpunktspannung . . . . . . . . . . . . . . . . . . 94 4.4.4 Stromaufteilung innerhalb der Submodule . . . . . . . . . . . . . . 95 4.4.5 Einfluss der schwankenden Kondensatorspannungen auf die Leiter- Leiter-Spannungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 102 5 Messtechnische Überprüfung der Simulationsmodelle 109 5.1 Versuchsaufbau . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 109 5.2 Messergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 112 5.2.1 Modularer Mehrpunktstromrichter mit dreiphasiger induktiver Last 112 5.2.2 Modularer Mehrpunktstromrichter mit Maschinenlast . . . . . . . . 123 6 Auslegung des Leistungsteils 133 6.1 Kondensatorspezifikation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 133 6.2 Iterativer Algorithmus zur Bestimmung der minimalen Submodulkapazität . 135 6.3 Kreisstromfreier Betrieb . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1 Auslegung der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1.1 Vorgehensweise . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1.2 Ergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 140 6.3.2 Auslegung der Leistungshalbleiter . . . . . . . . . . . . . . . . . . 143 6.3.2.1 Leistungshalbleiteraufwand . . . . . . . . . . . . . . . . 143 6.3.2.2 Verlustverteilung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 145 6.4 Betrieb mit optimierten Kreisströmen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1 Auslegung der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1.1 Algorithmus . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1.2 Ergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 151 6.4.2 Auslegung der Leistungshalbleiter . . . . . . . . . . . . . . . . . . 157 6.4.2.1 Leistungshalbleiteraufwand . . . . . . . . . . . . . . . . 157 6.4.2.2 Verlustverteilung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 159 7 Zusammenfassung der Dissertation 163 Literaturverzeichnis 169 / This thesis deals with the Modular Multilevel Converter M2C, an emerging and highly attractive multilevel converter topology for medium and high voltage applications. One of the most significant benefits of the M2C is its modular structure - the converter is composed of six converter arms, where each arm consists of a series connection of identical submodules (cells) and an inductor. Thus, the number of distinct voltage levels available for the line-to-line voltages is proportional to the number of submodules, which is in principle arbitrary. For the investigation of this complex converter topology, two simulation models - a continuous model and a discrete model - are derived. For this purpose, the electrical circuit is described by a system of ordinary differential equations where the switching states of the power semiconductors are represented by the so-called switching functions. The continuous model results from the analytical solution of the differential equations with a continuous interpretation of the switching functions. In contrast, the discrete model uses discrete switching functions and is computed using numeric integration methods with MATLAB/Plecs. One aspect of particular significance with the M2C is the topic of inner currents: the so-called circulating currents. In this thesis, these current components are defined mathematically in the time domain for the first time and the harmonics of the circulating currents for symmetrical operation of the converter are derived. For the discrete model, closed-loop control of the arm currents is implemented. Initial values for the inductors and capacitors are derived using the analytical equations of the continuous model. The M2C has several distributed energy storage elements: the submodule capacitors. The stored energy must be distributed evenly amongst these capacitors. To achieve this, three methods of energy distribution are presented. Another focus of this investigation is the current sharing between the upper and lower power semiconductor within the submodules. For different load phase angles and circulating currents, the current distribution is depicted. The influence of the floating capacitor voltages on the line-to-line voltages as well as the of number of discrete voltage levels in the line-to-line voltages are investigated with the discrete model. The accuracy of the simulation models is verified by experimentation with a prototype of the M2C from the company Siemens. The experimental results are compared with simulation results from the two simulation models. The dimensioning of the power components of the elecrical circuit is divided into two parts: the first for the submodule capacitors and the second for the power semiconductors. Initially, the capacitance of the submodule capacitors are minimized by an iterative algorithm on the basis of three different capacitor specifications. This computation is done using the continuous converter model for converter operation neglecting circulating currents and with optimized circulating currents. In the next step, the power semiconductors are dimensioned using the discrete model and assuming a defined current factor, which describes the ideal parallel connection of several semiconductors. The losses, the loss distribution, and the junction temperatures in the power semiconductors for different load phase angles describe the behavior of the converter for different operating points.:Kurzbeschreibung i Abstract iii Danksagung v Abbildungsverzeichnis xi Tabellenverzeichnis xvii Abkürzungsverzeichnis xix 0 Einleitung 1 1 Stand der Technik bei Mittelspannungsstromrichtern 3 1.1 Neutral-Point-Clamped Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . 5 1.2 Cascaded H-Bridge Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . . . 8 1.3 Flying Capacitor Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . . . . 10 2 Modularer Mehrpunktstromrichter 13 2.1 Aufbau . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13 2.2 Prinzipielle Funktionsweise . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15 2.2.1 Spannungserzeugung durch die Submodule . . . . . . . . . . . . . 15 2.2.2 Symmetrierung der Kondensatorspannungen . . . . . . . . . . . . 16 2.2.3 Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 2.3 Stand der Technik . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 2.4 Strukturelle Eigenschaften . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 2.4.1 Vorteile . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 2.4.2 Nachteile . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21 2.5 Motivation der Dissertation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22 3 Modellierung des Modularen Mehrpunktstromrichters 25 3.1 Verlust- und Sperrschichttemperaturberechnung von IGBT-Modulen . . . . 25 3.1.1 Stromfaktor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26 3.1.2 Verlustberechnung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26 3.1.2.1 Durchlassverluste . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27 3.1.2.2 Schaltverluste . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28 3.1.3 Thermisches Ersatzschaltbild . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30 3.2 Modellierung eines Antriebs mit Modularem Mehrpunktstromrichter . . . . 31 3.2.1 Schaltungsmodell mit einem Submodul pro Zweig . . . . . . . . . 31 3.2.2 Differenzialgleichungssystem für das Schaltungsmodell mit einem Submodul pro Zweig . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33 3.2.3 Das diskrete Modell . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36 3.2.4 Das kontinuierliche Modell . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37 4 Analyse und Simulation des Modularen Mehrpunktstromrichters 43 4.1 Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43 4.1.1 Definition der Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44 4.1.2 Harmonische der Kreisströme für den symmetrischen Betrieb . . . 45 4.2 Verfahren zur Erzeugung der Schaltsignale des diskreten Modells . . . . . . 49 4.3 Annahmen für die Simulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54 4.3.1 Daten des exemplarischen Simulationsmodells . . . . . . . . . . . 54 4.3.2 Anfangswertbestimmung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56 4.3.2.1 Spulenströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56 4.3.2.2 Kondensatorspannungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58 4.4 Analyse der Simulationsergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61 4.4.1 Verläufe charakteristischer Stromrichtergrößen . . . . . . . . . . . 61 4.4.2 Vergleich des kontinuierlichen und des diskreten Modells . . . . . . 69 4.4.3 Möglichkeiten der Verschiebung der gespeicherten Energie der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 78 4.4.3.1 Änderung der gespeicherten Energie einer Stromrichterphase . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 79 4.4.3.2 Verschiebung der gespeicherten Energie innerhalb einer Stromrichterphase . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 86 4.4.3.3 Änderung der gespeicherten Energien unter Verwendung der Sternpunktspannung . . . . . . . . . . . . . . . . . . 94 4.4.4 Stromaufteilung innerhalb der Submodule . . . . . . . . . . . . . . 95 4.4.5 Einfluss der schwankenden Kondensatorspannungen auf die Leiter- Leiter-Spannungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 102 5 Messtechnische Überprüfung der Simulationsmodelle 109 5.1 Versuchsaufbau . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 109 5.2 Messergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 112 5.2.1 Modularer Mehrpunktstromrichter mit dreiphasiger induktiver Last 112 5.2.2 Modularer Mehrpunktstromrichter mit Maschinenlast . . . . . . . . 123 6 Auslegung des Leistungsteils 133 6.1 Kondensatorspezifikation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 133 6.2 Iterativer Algorithmus zur Bestimmung der minimalen Submodulkapazität . 135 6.3 Kreisstromfreier Betrieb . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1 Auslegung der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1.1 Vorgehensweise . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1.2 Ergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 140 6.3.2 Auslegung der Leistungshalbleiter . . . . . . . . . . . . . . . . . . 143 6.3.2.1 Leistungshalbleiteraufwand . . . . . . . . . . . . . . . . 143 6.3.2.2 Verlustverteilung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 145 6.4 Betrieb mit optimierten Kreisströmen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1 Auslegung der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1.1 Algorithmus . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1.2 Ergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 151 6.4.2 Auslegung der Leistungshalbleiter . . . . . . . . . . . . . . . . . . 157 6.4.2.1 Leistungshalbleiteraufwand . . . . . . . . . . . . . . . . 157 6.4.2.2 Verlustverteilung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 159 7 Zusammenfassung der Dissertation 163 Literaturverzeichnis 169