Die vorliegende Untersuchung behandelt den Homogenitätsbereich, sowie die strukturellen und physikalischen Eigenschaften der Clathrat-I-Phasen im System Ba-Au-Ge. Im Zustandsdiagramm existieren zwei separate Phasenbereiche mit Clathrat-I-Phasen unterschiedlicher Symmetrie, welche durch Au-Gehalt und Leerstellenkonzentration bestimmt wird. Bei niederem Goldgehalt existiert die Clathrat-I-Phase mit einer 2 × 2 × 2 Überstruktur des Basistyps in der Raumgruppe Ia-3d. Der Existenzbereich dieser Phase reicht bei 800 °C bis zur Zusammensetzung Ba8Aux•3–0.563xGe43–0.437x mit x = 1.1. Nach einem schmalen Zweiphasenbereich im Bereich 1.1 < x < 1.6 folgt für höhere Au-Konzentrationen eine neue, tetragonale Clathrat-I-Variante mit Raumgruppe P42/mmc. Diese umfasst den gesamten Homogenitätsbereich von x = 1.6 - 5.4. Für höherer Au-Konzentrationen nähert sich die Symmetrie dem Pm-3n-Basistyp an. Der thermoelektrische ZT-Wert steigt jeweils mit der Temperatur und erreicht für die Proben im Bereich x ≈ 5.4 bei 670 K ein Maximum von ≈ 0.9. Die Aufskalierung der Präparation und Voraussetzungen für den Generatorbau werden untersucht. / The present study deals with the homogeneity range as well as the structural and physical properties of clathrate I phases in the Ba-Au-Ge system. The phase diagram comprises phases with the clathrate I type of structure in two separate regions. The symmetry of the respective crystal structures is governed by both, Au content and vacancy concentration. At low gold content, the clathrate I phase forms a 2 × 2 × 2 superstructure of the base type with space group Ia-3d. At 800 °C this phase exists for the general composition formula Ba8Aux•3–0.563xGe43–0.437x till x = 1.1. After a narrow two-phase range in the region 1.1 < x < 1.6, a new, tetragonal clathrate I variant with space group P42/mmc follows for higher Au concentrations x = 1.6 - 5.4. For higher Au concentrations the crystal symmetry gradually approximates the common Pm-3n type of structure. The thermoelectric ZT value increases with temperature reaching a maximum of ≈ 0.9 for the samples in the range x ≈ 5.4 at 670 K. The upscaling of the preparation and other requirements for generator construction are examined.

För sammankoppling av multi-terminala HVDC-system med punkt-till-punkt kopplingar ärDC-DC-omvandlaren den enda möjliga sammankopplingen. Därför genomgår problemenmed spänningsmatchning och likspänningsströmbegränsning i högspännings DC-systemomfattande forskning samt ligger i fokus för denna avhandling. Först analyseras toppmodernatopologier för högspännings DC-DC-omvandlare som används för samtrafik av flera terminalaHVDC-system. De analyserade topologierna jämförs sedan baserat på dess olika funktioner.Topologin för en konventionell icke-isolerad DC-DC-omvandlare analyseras när det gäller design,kostnad, storlek, förlust och effektstyrningskapacitet. Först skapas en matematisk modell ochsedan utförs en numerisk analys för olika arbetsområden. Därefter görs en jämförelse av entvåfas-icke-isolerad DC-omvandlare baserad på energilagring, maximal likströmsöverföring ochtotala förluster. Simulering utförs av en tvåfas och en trefas icke-isolerad DC-omvandlare iPSCAD med olika typer av styrenheter. Dessutom tas en isolerad omvandlartopologi och analyserasi detalj från matematisk modellering till validering med hjälp av simuleringsresultat.Olika typer av felanalyser för både isolerad och icke-isolerad omvandlartopologi görs. Slutligenutförs även analyser av DC-felet i olika möjliga anslutningar av omvandlaren i Multi-TerminalGrid, dvs Monopole, Bipole med både symmetriska och asymmetriska konfigurationer. / For interconnection of multi-terminal HVDC systems involving point-to-point links, aDC-DC converter is the only possible way to interconnect. Therefore, the issues of voltagematching and DC fault current limiting in high voltage DC systems are undergoing extensiveresearch and are the focus of this thesis. Starting with analyzing the state of the art highvoltage DC-DC converter topologies for interconnection of multi-terminal HVDC systems andbenchmarking each converter topology based on different functionalities. A basic non-isolatedDC-DC converter topology is analyzed in terms of design, cost, sizing, losses and power controlcapability. First, starting with the mathematical modeling and then the numerical analysis isdone for different operating regions. Next, it is compared with the two-phase non-isolated DCconverter based on energy storage, maximum DC power transfer, and total losses. Simulation oftwo-phase and three-phase non-isolated DC converter is done in PSCAD incorporating differenttypes of controllers. Then, an isolated converter topology is taken and analyzed in detail startingfrom mathematical modeling to validation using simulation results. Different types of faultsanalysis for both isolated and non-isolated converter topology is done. Finally, analyzing the DCfault in different possible connection of the converter in the multi-terminal grid, i.e. monopole,bipole in both symmetric and asymmetric configurations.

Cette thèse croise les concepts de planification, de gouvernance et de transit-oriented development (TOD) par une étude de la production, de la mise en débat et de l'adoption du plan métropolitain d'aménagement et de développement (PMAD) de la Communauté métropolitaine de Montréal (CMM). Elle expose les résultats de quatre années de recherche qualitative sur les impacts de l'épisode du PMAD et de la stratégie TOD de la CMM sur les pratiques planificatrices et les processus décisionnels du Grand Montréal à l'échelle métropolitaine. Elle révèle que la planification métropolitaine et l'objectif de coordination du transport et de l'aménagement en général ainsi que le PMAD et le concept de TOD en particulier y sont des instruments de gouvernance. Les chapitres 2, 3 et 4 présentent la problématique, le terrain d'enquête et la démarche méthodologique de cette recherche. Le chapitre 5 relate l'épisode du PMAD en analysant son contenu, les procédures par lesquelles la CMM l'a produit, mis en débat et adopté, les réactions des parties prenantes de la région quant à ces aspects et la façon dont elles comptent assurer le suivi de sa mise en œuvre. Le chapitre 6 illustre comment cet épisode a fait du PMAD un instrument de gouvernance pour le Grand Montréal en décortiquant le rôle de la participation publique, des médias, des acteurs des milieux régional et local, des élus, de la CMM et de la société civile de la région au sein de ce processus de changement de registre de la planification et de la gouvernance les déployant sur des bases plus stratégiques et collaboratives. Le chapitre 7 montre que cet épisode a aussi fait du TOD un instrument de gouvernance pour le Grand Montréal en détaillant les tenants et aboutissants du processus d'appropriation, de marchand(is)age et d'instrumentalisation du concept par les élites politiques et techniques à des fins de marketing territorial et de construction de capital politique ouvrant la voie à la stabilisation d'une gouvernance en matière d'aménagement métropolitain. Il se dégage de cette thèse que ces profondes transformations que subissent actuellement la planification et la gouvernance exacerbent le caractère symbiotique de la relation qui les unit. / This dissertation crosses the concepts of planning, governance and transit-oriented development (TOD) through a study of the production, debate and adoption of the Montreal Metropolitan Community (MMC)'s Metropolitan Land Use and Development Plan (MLUDP). It presents the results of four years of qualitative research on the impacts of the MMC's MLUDP episode and TOD strategy on the Greater Montreal Area's metropolitan planning practices and decision-making processes. It reveals that metropolitan planning and the transportation-land use coordination objective in general as well as the MLUDP and the TOD concept in particular are governance instruments for the region. Chapters 2, 3 and 4 present the problem, field of investigation and methodology of this research. Chapter 5 describes the MLUDP episode by analysing its content, the procedures by which the MMC produced, debated and adopted it, the area’s stakeholders' reaction to these issues and how they intend to ensure the monitoring of its implementation. Chapter 6 illustrates how this episode has made the MLUDP a governance instrument for the Greater Montreal Area by scrutinising the role of public participation, the media, stakeholders of the local and regional scales, the elected officials, the MMC and the area's civil society in this process of registry change for planning and governance deploying them on more strategic and collaborative bases. Chapter 7 shows that this episode also made TOD a governance instrument for the Greater Montreal Area by detailing the ins and outs of the process of appropriation, bargaining/merchandising and instrumentalisation of the concept by the political and technical elites for territorial marketing and political capital construction purposes paving the way for the stabilisation of a governance on metropolitan land use and development. It emerges from this dissertation that the profound transformations currently affecting planning and governance exacerbate the symbiotic nature of the relationship that unites them.

Le travail de recherche de cette thèse de doctorat s'inscrit dans le cadre du suivi médical des patients atteints de démences liées à l'âge à l'aide des caméras videos portées par les patients. L'idée est de fournir aux médecins un nouvel outil pour le diagnostic précoce de démences liées à l'âge telles que la maladie d'Alzheimer. Plus précisément, les Activités Instrumentales du Quotidien (IADL : Instrumental Activities of Daily Living en anglais) doivent être indexées automatiquement dans les vidéos enregistrées par un dispositif d'enregistrement portable. Ces vidéos présentent des caractéristiques spécifiques comme de forts mouvements ou de forts changements de luminosité. De plus, la tâche de reconnaissance visée est d'un très haut niveau sémantique. Dans ce contexte difficile, la première étape d'analyse est la définition d'un équivalent à la notion de " plan " dans les contenus vidéos édités. Nous avons ainsi développé une méthode pour le partitionnement d'une vidéo tournée en continu en termes de " points de vue " à partir du mouvement apparent. Pour la reconnaissance des IADL, nous avons développé une solution selon le formalisme des Modèles de Markov Cachés (MMC). Un MMC hiérarchique à deux niveaux a été introduit, modélisant les activités sémantiques ou des états intermédiaires. Un ensemble complexe de descripteurs (dynamiques, statiques, de bas niveau et de niveau intermédiaire) a été exploité et les espaces de description joints optimaux ont été identifiés expérimentalement. Dans le cadre de descripteurs de niveau intermédiaire pour la reconnaissance d'activités nous nous sommes particulièrement intéressés aux objets sémantiques que la personne manipule dans le champ de la caméra. Nous avons proposé un nouveau concept pour la description d'objets ou d'images faisant usage des descripteurs locaux (SURF) et de la structure topologique sous-jacente de graphes locaux. Une approche imbriquée pour la construction des graphes où la même scène peut être décrite par plusieurs niveaux de graphes avec un nombre de nœuds croissant a été introduite. Nous construisons ces graphes par une triangulation de Delaunay sur des points SURF, préservant ainsi les bonnes propriétés des descripteurs locaux c'est-à-dire leur invariance vis-à-vis de transformations affines dans le plan image telles qu'une rotation, une translation ou un changement d'échelle. Nous utilisons ces graphes descripteurs dans le cadre de l'approche Sacs-de-Mots-Visuels. Le problème de définition d'une distance, ou dissimilarité, entre les graphes pour la classification non supervisée et la reconnaissance est nécessairement soulevé. Nous proposons une mesure de dissimilarité par le Noyau Dépendant du Contexte (Context-Dependent Kernel : CDK) proposé par H. Sahbi et montrons sa relation avec la norme classique L2 lors de la comparaison de graphes triviaux (les points SURF). Pour la reconnaissance d'activités par MMC, les expériences sont conduites sur le premier corpus au monde de vidéos avec caméra portée destiné à l'observation des d'IADL et sur des bases de données publiques comme SIVAL et Caltech-101 pour la reconnaissance d'objets.

L’objectif de cette thèse est de proposer des solutions et améliorations de performance à certains problèmes de sélection des paramètres acoustiques pertinents dans le cadre de la reconnaissance de la parole. Ainsi, notre première contribution consiste à proposer une nouvelle méthode de sélection de paramètres pertinents fondée sur un développement exact de la redondance entre une caractéristique et les caractéristiques précédemment sélectionnées par un algorithme de recherche séquentielle ascendante. Le problème de l’estimation des densités de probabilités d’ordre supérieur est résolu par la troncature du développement théorique de cette redondance à des ordres acceptables. En outre, nous avons proposé un critère d’arrêt qui permet de fixer le nombre de caractéristiques sélectionnées en fonction de l’information mutuelle approximée à l’itération j de l’algorithme de recherche. Cependant l’estimation de l’information mutuelle est difficile puisque sa définition dépend des densités de probabilités des variables (paramètres) dans lesquelles le type de ces distributions est inconnu et leurs estimations sont effectuées sur un ensemble d’échantillons finis. Une approche pour l’estimation de ces distributions est basée sur la méthode de l’histogramme. Cette méthode exige un bon choix du nombre de bins (cellules de l’histogramme). Ainsi, on a proposé également une nouvelle formule de calcul du nombre de bins permettant de minimiser le biais de l’estimateur de l’entropie et de l’information mutuelle. Ce nouvel estimateur a été validé sur des données simulées et des données de parole. Plus particulièrement cet estimateur a été appliqué dans la sélection des paramètres MFCC statiques et dynamiques les plus pertinents pour une tâche de reconnaissance des mots connectés de la base Aurora2. / The objective of this thesis is to propose solutions and performance improvements to certain problems of relevant acoustic features selection in the framework of the speech recognition. Thus, our first contribution consists in proposing a new method of relevant feature selection based on an exact development of the redundancy between a feature and the feature previously selected using Forward search algorithm. The estimation problem of the higher order probability densities is solved by the truncation of the theoretical development of this redundancy up to acceptable orders. Moreover, we proposed a stopping criterion which allows fixing the number of features selected according to the mutual information approximated at the iteration J of the search algorithm. However, the mutual information estimation is difficult since its definition depends on the probability densities of the variables (features) in which the type of these distributions is unknown and their estimates are carried out on a finite sample set. An approach for the estimate of these distributions is based on the histogram method. This method requires a good choice of the bin number (cells of the histogram). Thus, we also proposed a new formula of computation of bin number that allows minimizing the estimator bias of the entropy and mutual information. This new estimator was validated on simulated data and speech data. More particularly, this estimator was applied in the selection of the static and dynamic MFCC parameters that were the most relevant for a recognition task of the connected words of the Aurora2 base.

Die vorliegende Arbeit beschäftigt sich mit der Entwicklung, Herstellung und Charakterisierung partikelverstärkter Weich- und Weichaktivlote mit dem Ziel der Eigenschaftsverbesserung der Lötverbindungen. Ausgehend vom Stand der Wissenschaft und Technik wird ein Konzept zur Einbringung von keramischen Verstärkungspartikeln in eine Sn-Basis-Lotmatrix erarbeitet und umgesetzt. Im Falle partikelverstärkter Weichaktivlote wird durch das zusätzliche Legieren der Lotmatrix mit dem reaktiven Element Titan die Ausbildung von zwei Reaktionszonen erreicht, welche die Haftung zwischen Partikel und Matrix steigern. Die mechanischen Eigenschaften dieser Verbindungen werden gegenüber der Partikelverstärkung ohne Aktivelement weiter verbessert. Zum Fügen der Aluminium- und Alumi-niummatrix-Verbundwerkstoffe (AMC) findet ein ultraschallunterstütztes Lötverfahren Anwendung, das eine Benetzung ohne den Einsatz von Flussmitteln ermöglicht. Die hergestellten Lötverbindungen zeichnen sich durch gesteigerte Verbindungsfestigkeiten, vor allem bei erhöhten Temperaturen, sowie eine verbesserte Kriechbeständigkeit aus. Aufgezeigt wird das Potenzial der Lote anhand von Zug- und Scherzugversuchen sowie Kriechuntersuchungen, die mit den Ergebnissen der Mikrostrukturanalyse und der fraktografischen Bewertung korreliert werden. Die Arbeit schließt mit einer Diskussion und sich daraus ergebenden Folgerung. Weiterhin liefert sie Ansätze für weitere Forschungstätigkeiten auf diesem Gebiet. / This thesis deals with the development, manufacturing and characterisation of particle-reinforced solders and active solders to improve the mechanical properties of soldered joints. Based on the state of the art, a concept for embedding of ceramic particles in a Sn-based filler matrix is planed and realised. In the case of particle-reinforced active solders two interfacial reaction layers which increase the bonding between the particles and the filler matrix are formed due to the alloying by the reactive element Ti. The mechanical properties of these joints are improved in comparison to particle-reinforced solders without surface-active elements. For joining of aluminium and aluminium matrix composites (AMC), an ultrasound-supported soldering process was used, that accomplishes a fluxless wetting. The produced joints are featured by an improved joining strength, mainly at elevated temperatures, and an increased creep resistance. The potential of the developed solders is performed by tensile and shear as well as creep tests that are correlated with the results of the micro-structural and fractographical analysis. The Discussion and the drawn conclusions summarise the work and give new approaches for following investigations.

This work discuses Embedded Ethernet systems. Embedded Webserver Platform is designed. This design embrace microkontroler, Ethernet driver, and external SRAM. It includes implementation on PCB with MMC interface and software implementation of MMC driver and FAT file system. Reference model ISO/OSI, reference model TCP/IP, Ethernet and UDP, TCP, IP, HTTP protocol is presented.

Modular multilevel converters (MMCs) are the preferred converter solution in flexible ac transmission systems (FACTS) and high-voltage direct current (HVDC) applications. This is due to the high quality of the voltage and current signals, lower overall losses, and fewer problems with switching-related EMI. However, without an efficient and fast data recording system, the sampled data from current and voltage measurement boards can cause long latencies in the control system and make it difficult to analyze the operation of MMCs. In this thesis, a filed programmable gate array (FPGA)-based closed-loop control, and a high-speed data recording system is developed for a low-power singlephase MMC prototype. In the prototype, a data-transmission scheme based on the RS485 (TIA/EIA- 485) standard exists. This protocol offers a robust solution for transmitting data over noisy environments. A direct memory access (DMA) scheme is utilized to transmit sampled data from the programmable logic (PL) to the processing subsystem (PS) in the Zynq-7000 SOC. Moreover, an asymmetric multiprocessing (AMP) mechanism was implemented on the two processor cores in the PS. The first processor controls the power transmission to and from the power grid, and the second processor runs the ethernet application to transmit sampled data to the computer using MATLAB. For the closed-loop control of this MMC prototype, a phase-locked loop (PLL), a proportional resonant (PR) current controller, and an energy control loop for capacitor voltage balancing and control are implemented. The results showed that the output power of this single-phase MMC prototype is under control and each sub-module capacitor voltage is balanced and charged to the desired value. The sampled data can be recorded from the computer through the implemented data recording system at 25.6Mbps. Moreover, a dynamic oscilloscope function is developed in MATLAB using this online data recording scheme. / Modulära multilevel-omvandlare (MMC) är den föredragna omvandlarlösningen i flexibla växelströmstransmissionssystem (FACTS) och applikationer med högspänningslikström (HVDC). Detta beror på den höga kvaliteten på spännings- och strömsignalerna, lägre totala förluster och färre problem med omkopplingsrelaterad EMI. Utan ett effektivt och snabbt dataregistreringssystem kan dock samplade data från ström- och spänningsmätkort orsaka långa latenser i styrsystemet och göra det svårt att analysera driften av MMC:er. I denna avhandling utvecklas en FPGA-baserad styrning med sluten slinga och ett höghastighetsdataregistreringssystem för en lågeffekts enfas MMCprototyp. I prototypen finns ett dataöverföringssystem baserat på standarden RS485 (TIA/EIA-485). Detta protokoll erbjuder en robust lösning för att överföra data över bullriga miljöer. Ett schema för direkt minnesåtkomst (DMA) används för att överföra samplade data från den programmerbara logiken (PL) till bearbetningsundersystemet (PS) i Zynq-7000 SOC. Dessutom implementerades en asymmetrisk multiprocessing (AMP)-mekanism på de två processorkärnorna i PS. Den första processorn styr kraftöverföringen till och från elnätet, och den andra processorn kör ethernetapplikationen för att överföra samplade data till datorn med MATLAB. För styrning med sluten slinga av denna MMC-prototyp implementeras en faslåst slinga (PLL), en proportionell resonansströmkontroller (PR) och en energikontrollslinga för balansering och kontroll av kondensatorspänning. Resultaten visade att uteffekten från denna enfasiga MMC-prototyp är under kontroll och varje undermoduls kondensatorspänning är balanserad och laddad till önskat värde. Samplade data kan spelas in från datorn genom det implementerade dataregistreringssystemet vid 25,6 Mbps. Dessutom utvecklas en dynamisk oscilloskopfunktion i MATLAB med hjälp av detta onlinedataregistreringsschema.

Die vorliegende Arbeit behandelt den Modularen Mehrpunktstromrichter M2C, der eine aufstrebende Mehrpunktstromrichtertopologie im Mittelspannungs- und Hochspannungsbereich ist. Die modulare Struktur des Stromrichters enthält in einem Stromrichterzweig eine Reihenschaltung aus identischen Submodulen (Zellen) und einer Spule. Der gesamte Stromrichter ist aus sechs Zweigen aufgebaut. Somit hängt die Anzahl der Spannungsstufen in den Leiter-Leiter-Spannungen von der zunächst beliebigen Anzahl der Submodule ab. Zur Untersuchung dieser komplexen Stromrichtertopologie werden zwei Simulationsmodelle hergeleitet: das kontinuierliche Modell und das diskrete Modell. Dafür wird das elektrische Schaltbild durch ein gewöhnliches Differenzialgleichungssystem beschrieben, wobei die Schaltzustände der Leistungshalbleiter durch sogenannte Schaltfunktionen abgebildet werden. Das kontinuierliche Modell verwendet Schaltfunktionen, die Werte in einem kontinuierlichen Intervall annehmen können. Bei Vorgabe der Zweigströme und Sternpunktspannung können die Lösungen der anderen Systemgrößen analytisch berechnet werden. Für den allgemeinen Fall ist dies numerisch möglich. Im Gegensatz dazu verwendet das diskrete Modell diskrete Schaltfunktionen. Es wird durch numerische Integrationsverfahren mit dem Schaltungssimulator MATLAB/Plecs simuliert. Eine spezielle Eigenschaft dieses Stromrichters sind seine inneren, an den Ein- und Ausgangsklemmen nicht messbaren Ströme: die sogenannten Kreisströme. Diese Stromanteile werden erstmalig mathematisch im Zeitbereich definiert und die Harmonischen hergeleitet, die sich für einen symmetrischen Betrieb des Stromrichters ergeben. Für das diskrete Modell wird eine Zweigstromregelung implementiert. Die Anfangswerte der Spulen und Kondensatoren werden durch die analytischen Gleichungen des kontinuierlichen Modells so berechnet, dass sich der eingeschwungene Zustand ergibt. Der M2C besitzt keinen großen, sondern viele verteilte Energiespeicher: die Submodulkondensatoren. Die gespeicherte Energie sollte symmetrisch verteilt sein. Dafür werden drei Möglichkeiten der Energieänderung hergeleitet und deren Effektivität gezeigt. Eine andere Untersuchung betrifft die Stromaufteilung innerhalb der Submodule auf den jeweils oberen und unteren Leistungshalbleiter. Dabei wird die Stromaufteilung für verschiedene Phasenwinkel und Kreisströme gezeigt. Der Einfluss der schwankenden Kondensatorspannungen auf die Leiter-Leiter-Spannungen sowie die Anzahl der Spannungsstufen in den Leiter-Leiter-Spannungen werden mit dem diskreten Modell untersucht. Die Genauigkeit der Simulationsmodelle wird mit Hilfe eines Prototyps des M2Cs überprüft, der von der Fa. Siemens entwickelt wurde. Es werden charakteristische Strom- und Spannungsverläufe gemessen und den simulierten Verläufen der beiden Simulationsmodelle gegenübergestellt. Die Auslegung des Leistungsteils gliedert sich in die Auslegung der Submodulkondensatoren und die der Leistungshalbleiter. Zuerst wird die Kapazität der Submodulkondensatoren auf der Grundlage von drei verschiedenen Kondensatorspezifikationen mit Hilfe eines iterativen Algorithmus minimiert. Dies wird sowohl für kreisstromfreie als auch für optimierte kreisstrombehaftete Betriebsweisen mit dem kontinuierlichen Modell durchgeführt. Im nächsten Schritt werden die Leistungshalbleiter mit dem diskreten Modell dimensioniert. Dafür wird ein Stromfaktor definiert, der eine ideale Parallelschaltung von mehreren Leistungshalbleitern beschreibt. Die Verluste, die Verlustverteilung sowie die Sperrschichttemperaturen in den Leistungshalbleitern für verschiedene Phasenwinkel zeigen das Verhalten des Stromrichters in verschiedenen Arbeitspunkten. / This thesis deals with the Modular Multilevel Converter M2C, an emerging and highly attractive multilevel converter topology for medium and high voltage applications. One of the most significant benefits of the M2C is its modular structure - the converter is composed of six converter arms, where each arm consists of a series connection of identical submodules (cells) and an inductor. Thus, the number of distinct voltage levels available for the line-to-line voltages is proportional to the number of submodules, which is in principle arbitrary. For the investigation of this complex converter topology, two simulation models - a continuous model and a discrete model - are derived. For this purpose, the electrical circuit is described by a system of ordinary differential equations where the switching states of the power semiconductors are represented by the so-called switching functions. The continuous model results from the analytical solution of the differential equations with a continuous interpretation of the switching functions. In contrast, the discrete model uses discrete switching functions and is computed using numeric integration methods with MATLAB/Plecs. One aspect of particular significance with the M2C is the topic of inner currents: the so-called circulating currents. In this thesis, these current components are defined mathematically in the time domain for the first time and the harmonics of the circulating currents for symmetrical operation of the converter are derived. For the discrete model, closed-loop control of the arm currents is implemented. Initial values for the inductors and capacitors are derived using the analytical equations of the continuous model. The M2C has several distributed energy storage elements: the submodule capacitors. The stored energy must be distributed evenly amongst these capacitors. To achieve this, three methods of energy distribution are presented. Another focus of this investigation is the current sharing between the upper and lower power semiconductor within the submodules. For different load phase angles and circulating currents, the current distribution is depicted. The influence of the floating capacitor voltages on the line-to-line voltages as well as the of number of discrete voltage levels in the line-to-line voltages are investigated with the discrete model. The accuracy of the simulation models is verified by experimentation with a prototype of the M2C from the company Siemens. The experimental results are compared with simulation results from the two simulation models. The dimensioning of the power components of the elecrical circuit is divided into two parts: the first for the submodule capacitors and the second for the power semiconductors. Initially, the capacitance of the submodule capacitors are minimized by an iterative algorithm on the basis of three different capacitor specifications. This computation is done using the continuous converter model for converter operation neglecting circulating currents and with optimized circulating currents. In the next step, the power semiconductors are dimensioned using the discrete model and assuming a defined current factor, which describes the ideal parallel connection of several semiconductors. The losses, the loss distribution, and the junction temperatures in the power semiconductors for different load phase angles describe the behavior of the converter for different operating points.

Die vorliegende Arbeit behandelt den Modularen Mehrpunktstromrichter M2C, der eine aufstrebende Mehrpunktstromrichtertopologie im Mittelspannungs- und Hochspannungsbereich ist. Die modulare Struktur des Stromrichters enthält in einem Stromrichterzweig eine Reihenschaltung aus identischen Submodulen (Zellen) und einer Spule. Der gesamte Stromrichter ist aus sechs Zweigen aufgebaut. Somit hängt die Anzahl der Spannungsstufen in den Leiter-Leiter-Spannungen von der zunächst beliebigen Anzahl der Submodule ab. Zur Untersuchung dieser komplexen Stromrichtertopologie werden zwei Simulationsmodelle hergeleitet: das kontinuierliche Modell und das diskrete Modell. Dafür wird das elektrische Schaltbild durch ein gewöhnliches Differenzialgleichungssystem beschrieben, wobei die Schaltzustände der Leistungshalbleiter durch sogenannte Schaltfunktionen abgebildet werden. Das kontinuierliche Modell verwendet Schaltfunktionen, die Werte in einem kontinuierlichen Intervall annehmen können. Bei Vorgabe der Zweigströme und Sternpunktspannung können die Lösungen der anderen Systemgrößen analytisch berechnet werden. Für den allgemeinen Fall ist dies numerisch möglich. Im Gegensatz dazu verwendet das diskrete Modell diskrete Schaltfunktionen. Es wird durch numerische Integrationsverfahren mit dem Schaltungssimulator MATLAB/Plecs simuliert. Eine spezielle Eigenschaft dieses Stromrichters sind seine inneren, an den Ein- und Ausgangsklemmen nicht messbaren Ströme: die sogenannten Kreisströme. Diese Stromanteile werden erstmalig mathematisch im Zeitbereich definiert und die Harmonischen hergeleitet, die sich für einen symmetrischen Betrieb des Stromrichters ergeben. Für das diskrete Modell wird eine Zweigstromregelung implementiert. Die Anfangswerte der Spulen und Kondensatoren werden durch die analytischen Gleichungen des kontinuierlichen Modells so berechnet, dass sich der eingeschwungene Zustand ergibt. Der M2C besitzt keinen großen, sondern viele verteilte Energiespeicher: die Submodulkondensatoren. Die gespeicherte Energie sollte symmetrisch verteilt sein. Dafür werden drei Möglichkeiten der Energieänderung hergeleitet und deren Effektivität gezeigt. Eine andere Untersuchung betrifft die Stromaufteilung innerhalb der Submodule auf den jeweils oberen und unteren Leistungshalbleiter. Dabei wird die Stromaufteilung für verschiedene Phasenwinkel und Kreisströme gezeigt. Der Einfluss der schwankenden Kondensatorspannungen auf die Leiter-Leiter-Spannungen sowie die Anzahl der Spannungsstufen in den Leiter-Leiter-Spannungen werden mit dem diskreten Modell untersucht. Die Genauigkeit der Simulationsmodelle wird mit Hilfe eines Prototyps des M2Cs überprüft, der von der Fa. Siemens entwickelt wurde. Es werden charakteristische Strom- und Spannungsverläufe gemessen und den simulierten Verläufen der beiden Simulationsmodelle gegenübergestellt. Die Auslegung des Leistungsteils gliedert sich in die Auslegung der Submodulkondensatoren und die der Leistungshalbleiter. Zuerst wird die Kapazität der Submodulkondensatoren auf der Grundlage von drei verschiedenen Kondensatorspezifikationen mit Hilfe eines iterativen Algorithmus minimiert. Dies wird sowohl für kreisstromfreie als auch für optimierte kreisstrombehaftete Betriebsweisen mit dem kontinuierlichen Modell durchgeführt. Im nächsten Schritt werden die Leistungshalbleiter mit dem diskreten Modell dimensioniert. Dafür wird ein Stromfaktor definiert, der eine ideale Parallelschaltung von mehreren Leistungshalbleitern beschreibt. Die Verluste, die Verlustverteilung sowie die Sperrschichttemperaturen in den Leistungshalbleitern für verschiedene Phasenwinkel zeigen das Verhalten des Stromrichters in verschiedenen Arbeitspunkten.:Kurzbeschreibung i Abstract iii Danksagung v Abbildungsverzeichnis xi Tabellenverzeichnis xvii Abkürzungsverzeichnis xix 0 Einleitung 1 1 Stand der Technik bei Mittelspannungsstromrichtern 3 1.1 Neutral-Point-Clamped Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . 5 1.2 Cascaded H-Bridge Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . . . 8 1.3 Flying Capacitor Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . . . . 10 2 Modularer Mehrpunktstromrichter 13 2.1 Aufbau . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13 2.2 Prinzipielle Funktionsweise . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15 2.2.1 Spannungserzeugung durch die Submodule . . . . . . . . . . . . . 15 2.2.2 Symmetrierung der Kondensatorspannungen . . . . . . . . . . . . 16 2.2.3 Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 2.3 Stand der Technik . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 2.4 Strukturelle Eigenschaften . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 2.4.1 Vorteile . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 2.4.2 Nachteile . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21 2.5 Motivation der Dissertation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22 3 Modellierung des Modularen Mehrpunktstromrichters 25 3.1 Verlust- und Sperrschichttemperaturberechnung von IGBT-Modulen . . . . 25 3.1.1 Stromfaktor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26 3.1.2 Verlustberechnung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26 3.1.2.1 Durchlassverluste . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27 3.1.2.2 Schaltverluste . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28 3.1.3 Thermisches Ersatzschaltbild . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30 3.2 Modellierung eines Antriebs mit Modularem Mehrpunktstromrichter . . . . 31 3.2.1 Schaltungsmodell mit einem Submodul pro Zweig . . . . . . . . . 31 3.2.2 Differenzialgleichungssystem für das Schaltungsmodell mit einem Submodul pro Zweig . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33 3.2.3 Das diskrete Modell . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36 3.2.4 Das kontinuierliche Modell . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37 4 Analyse und Simulation des Modularen Mehrpunktstromrichters 43 4.1 Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43 4.1.1 Definition der Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44 4.1.2 Harmonische der Kreisströme für den symmetrischen Betrieb . . . 45 4.2 Verfahren zur Erzeugung der Schaltsignale des diskreten Modells . . . . . . 49 4.3 Annahmen für die Simulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54 4.3.1 Daten des exemplarischen Simulationsmodells . . . . . . . . . . . 54 4.3.2 Anfangswertbestimmung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56 4.3.2.1 Spulenströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56 4.3.2.2 Kondensatorspannungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58 4.4 Analyse der Simulationsergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61 4.4.1 Verläufe charakteristischer Stromrichtergrößen . . . . . . . . . . . 61 4.4.2 Vergleich des kontinuierlichen und des diskreten Modells . . . . . . 69 4.4.3 Möglichkeiten der Verschiebung der gespeicherten Energie der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 78 4.4.3.1 Änderung der gespeicherten Energie einer Stromrichterphase . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 79 4.4.3.2 Verschiebung der gespeicherten Energie innerhalb einer Stromrichterphase . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 86 4.4.3.3 Änderung der gespeicherten Energien unter Verwendung der Sternpunktspannung . . . . . . . . . . . . . . . . . . 94 4.4.4 Stromaufteilung innerhalb der Submodule . . . . . . . . . . . . . . 95 4.4.5 Einfluss der schwankenden Kondensatorspannungen auf die Leiter- Leiter-Spannungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 102 5 Messtechnische Überprüfung der Simulationsmodelle 109 5.1 Versuchsaufbau . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 109 5.2 Messergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 112 5.2.1 Modularer Mehrpunktstromrichter mit dreiphasiger induktiver Last 112 5.2.2 Modularer Mehrpunktstromrichter mit Maschinenlast . . . . . . . . 123 6 Auslegung des Leistungsteils 133 6.1 Kondensatorspezifikation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 133 6.2 Iterativer Algorithmus zur Bestimmung der minimalen Submodulkapazität . 135 6.3 Kreisstromfreier Betrieb . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1 Auslegung der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1.1 Vorgehensweise . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1.2 Ergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 140 6.3.2 Auslegung der Leistungshalbleiter . . . . . . . . . . . . . . . . . . 143 6.3.2.1 Leistungshalbleiteraufwand . . . . . . . . . . . . . . . . 143 6.3.2.2 Verlustverteilung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 145 6.4 Betrieb mit optimierten Kreisströmen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1 Auslegung der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1.1 Algorithmus . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1.2 Ergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 151 6.4.2 Auslegung der Leistungshalbleiter . . . . . . . . . . . . . . . . . . 157 6.4.2.1 Leistungshalbleiteraufwand . . . . . . . . . . . . . . . . 157 6.4.2.2 Verlustverteilung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 159 7 Zusammenfassung der Dissertation 163 Literaturverzeichnis 169 / This thesis deals with the Modular Multilevel Converter M2C, an emerging and highly attractive multilevel converter topology for medium and high voltage applications. One of the most significant benefits of the M2C is its modular structure - the converter is composed of six converter arms, where each arm consists of a series connection of identical submodules (cells) and an inductor. Thus, the number of distinct voltage levels available for the line-to-line voltages is proportional to the number of submodules, which is in principle arbitrary. For the investigation of this complex converter topology, two simulation models - a continuous model and a discrete model - are derived. For this purpose, the electrical circuit is described by a system of ordinary differential equations where the switching states of the power semiconductors are represented by the so-called switching functions. The continuous model results from the analytical solution of the differential equations with a continuous interpretation of the switching functions. In contrast, the discrete model uses discrete switching functions and is computed using numeric integration methods with MATLAB/Plecs. One aspect of particular significance with the M2C is the topic of inner currents: the so-called circulating currents. In this thesis, these current components are defined mathematically in the time domain for the first time and the harmonics of the circulating currents for symmetrical operation of the converter are derived. For the discrete model, closed-loop control of the arm currents is implemented. Initial values for the inductors and capacitors are derived using the analytical equations of the continuous model. The M2C has several distributed energy storage elements: the submodule capacitors. The stored energy must be distributed evenly amongst these capacitors. To achieve this, three methods of energy distribution are presented. Another focus of this investigation is the current sharing between the upper and lower power semiconductor within the submodules. For different load phase angles and circulating currents, the current distribution is depicted. The influence of the floating capacitor voltages on the line-to-line voltages as well as the of number of discrete voltage levels in the line-to-line voltages are investigated with the discrete model. The accuracy of the simulation models is verified by experimentation with a prototype of the M2C from the company Siemens. The experimental results are compared with simulation results from the two simulation models. The dimensioning of the power components of the elecrical circuit is divided into two parts: the first for the submodule capacitors and the second for the power semiconductors. Initially, the capacitance of the submodule capacitors are minimized by an iterative algorithm on the basis of three different capacitor specifications. This computation is done using the continuous converter model for converter operation neglecting circulating currents and with optimized circulating currents. In the next step, the power semiconductors are dimensioned using the discrete model and assuming a defined current factor, which describes the ideal parallel connection of several semiconductors. The losses, the loss distribution, and the junction temperatures in the power semiconductors for different load phase angles describe the behavior of the converter for different operating points.:Kurzbeschreibung i Abstract iii Danksagung v Abbildungsverzeichnis xi Tabellenverzeichnis xvii Abkürzungsverzeichnis xix 0 Einleitung 1 1 Stand der Technik bei Mittelspannungsstromrichtern 3 1.1 Neutral-Point-Clamped Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . 5 1.2 Cascaded H-Bridge Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . . . 8 1.3 Flying Capacitor Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . . . . 10 2 Modularer Mehrpunktstromrichter 13 2.1 Aufbau . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13 2.2 Prinzipielle Funktionsweise . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15 2.2.1 Spannungserzeugung durch die Submodule . . . . . . . . . . . . . 15 2.2.2 Symmetrierung der Kondensatorspannungen . . . . . . . . . . . . 16 2.2.3 Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 2.3 Stand der Technik . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 2.4 Strukturelle Eigenschaften . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 2.4.1 Vorteile . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 2.4.2 Nachteile . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21 2.5 Motivation der Dissertation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22 3 Modellierung des Modularen Mehrpunktstromrichters 25 3.1 Verlust- und Sperrschichttemperaturberechnung von IGBT-Modulen . . . . 25 3.1.1 Stromfaktor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26 3.1.2 Verlustberechnung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26 3.1.2.1 Durchlassverluste . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27 3.1.2.2 Schaltverluste . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28 3.1.3 Thermisches Ersatzschaltbild . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30 3.2 Modellierung eines Antriebs mit Modularem Mehrpunktstromrichter . . . . 31 3.2.1 Schaltungsmodell mit einem Submodul pro Zweig . . . . . . . . . 31 3.2.2 Differenzialgleichungssystem für das Schaltungsmodell mit einem Submodul pro Zweig . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33 3.2.3 Das diskrete Modell . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36 3.2.4 Das kontinuierliche Modell . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37 4 Analyse und Simulation des Modularen Mehrpunktstromrichters 43 4.1 Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43 4.1.1 Definition der Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44 4.1.2 Harmonische der Kreisströme für den symmetrischen Betrieb . . . 45 4.2 Verfahren zur Erzeugung der Schaltsignale des diskreten Modells . . . . . . 49 4.3 Annahmen für die Simulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54 4.3.1 Daten des exemplarischen Simulationsmodells . . . . . . . . . . . 54 4.3.2 Anfangswertbestimmung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56 4.3.2.1 Spulenströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56 4.3.2.2 Kondensatorspannungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58 4.4 Analyse der Simulationsergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61 4.4.1 Verläufe charakteristischer Stromrichtergrößen . . . . . . . . . . . 61 4.4.2 Vergleich des kontinuierlichen und des diskreten Modells . . . . . . 69 4.4.3 Möglichkeiten der Verschiebung der gespeicherten Energie der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 78 4.4.3.1 Änderung der gespeicherten Energie einer Stromrichterphase . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 79 4.4.3.2 Verschiebung der gespeicherten Energie innerhalb einer Stromrichterphase . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 86 4.4.3.3 Änderung der gespeicherten Energien unter Verwendung der Sternpunktspannung . . . . . . . . . . . . . . . . . . 94 4.4.4 Stromaufteilung innerhalb der Submodule . . . . . . . . . . . . . . 95 4.4.5 Einfluss der schwankenden Kondensatorspannungen auf die Leiter- Leiter-Spannungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 102 5 Messtechnische Überprüfung der Simulationsmodelle 109 5.1 Versuchsaufbau . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 109 5.2 Messergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 112 5.2.1 Modularer Mehrpunktstromrichter mit dreiphasiger induktiver Last 112 5.2.2 Modularer Mehrpunktstromrichter mit Maschinenlast . . . . . . . . 123 6 Auslegung des Leistungsteils 133 6.1 Kondensatorspezifikation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 133 6.2 Iterativer Algorithmus zur Bestimmung der minimalen Submodulkapazität . 135 6.3 Kreisstromfreier Betrieb . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1 Auslegung der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1.1 Vorgehensweise . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1.2 Ergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 140 6.3.2 Auslegung der Leistungshalbleiter . . . . . . . . . . . . . . . . . . 143 6.3.2.1 Leistungshalbleiteraufwand . . . . . . . . . . . . . . . . 143 6.3.2.2 Verlustverteilung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 145 6.4 Betrieb mit optimierten Kreisströmen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1 Auslegung der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1.1 Algorithmus . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1.2 Ergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 151 6.4.2 Auslegung der Leistungshalbleiter . . . . . . . . . . . . . . . . . . 157 6.4.2.1 Leistungshalbleiteraufwand . . . . . . . . . . . . . . . . 157 6.4.2.2 Verlustverteilung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 159 7 Zusammenfassung der Dissertation 163 Literaturverzeichnis 169