Ces dernières années, les molécules organiques semi-conductrices (MOS) ont attiré un intérêt considérable en raison de leurs propriétés électroniques uniques, ouvrant la voie à des applications dans divers domaines tels que les diodes électroluminescentes (DEL), les transistors à effet de champ (FET) et les cellules solaires (SC). Ces propriétés intrigantes résultent des systèmes d'électrons π-conjugués, qui permettent la délocalisation des électrons sur des structures moléculaires étendues. La synthèse des MOS implique la conception et la préparation de molécules organiques dotées de propriétés électroniques spécifiques. Diverses stratégies de synthèse ont été employées pour moduler les structures moléculaires et optimiser leurs propriétés. La capacité à moduler la largeur de bande interdite et la structure électronique des MOS a facilité le développement de dispositifs électroniques avancés. Dans cette étude, nous explorons des méthodes de fermeture bien établies dans des systèmes non-benzénoïdes, reconnus pour leur bande interdite réduite. Cette approche vise à faciliter une exploration approfondie des propriétés de ces systèmes complexes, dans le but de concevoir de nouvelles molécules organiques semi-conductrices. Tout d'abord, la connectivité 2,6 de l'azulène est reconnue pour conférer les meilleures propriétés de conductivité et de délocalisation des électrons. Une série de molécules exemples a été synthétisée afin d'explorer diverses réactions de cyclisation aux positions 1 et 5 de l'azulène, en vue d'étendre sa conjugaison. Enfin, le meilleur candidat a été sélectionné pour la synthèse de nouveaux hydrocarbures aromatiques polycycliques (HAPs) et l'étude approfondie de leurs propriétés. Cette même stratégie a été employée pour parvenir à la synthèse de macromolécules. La formation de nanorubans non-benzénoïdes en solution, présentant une connectivité 2,6 et une alternance d'un motif azulène-anthracène fusionné, a été étudiée. La conductivité du matériau a été explorée, atteignant jusqu'à 1.5 x10⁻³ S·cm⁻¹ pour le film le plus mince (0.3 μm). Enfin, une nouvelle méthode simple et efficace a été élaborée pour la synthèse d'un des isomères d'azulénoazulène, molécule inexplorée depuis les années 1970. Chaque composé d'intérêt a été obtenu en un nombre réduit d'étapes de synthèse, avec un rendement amélioré, et peut être aisément fusionné avec d'autres briques aromatiques. Cette catégorie de composés, jusqu'alors non documentée, présente une absorption significative dans la région UV-visible, ainsi qu'un comportement de couche ouverte, un processus de dimérisation/photodissociation et une bonne mobilité de charge dans les dispositifs FET. / In recent years, organic semiconducting molecules (OSMs) have garnered considerable interest due to their unique electronic properties, paving the way for promising applications in various fields such as light-emitting diodes (LEDs), field-effect transistors (FETs), and solar cells. These intriguing properties arise from π-conjugated electron systems, enabling electron delocalization over extended molecular structures. The synthesis of OSMs involves the design and construction of organic molecules with specific electronic properties. Various synthesis strategies have been employed to tailor molecular structures and optimize their properties. The ability to modulate the bandgap and electronic structure of OSMs has facilitated the development of advanced electronic devices. In this study, we explore well-established ring-closure methods for non-benzenoid systems, which are known for their reduced bandgap. This approach aims to facilitate a thorough exploration of the properties of these complex systems, with the goal of designing new organic semiconducting molecules for the formation of polycyclic aromatic hydrocarbons (PAHs) with a reduced bandgap. Firstly, the 2,6-connectivity of azulene is known for conferring the best conductivity and electron delocalization properties. A series of example molecules has been synthesized to explore various cyclization reactions at the 1 and 5 positions of azulene, intending to extend its conjugation. Finally, the best candidate has been selected for the synthesis of new PAHs and the in-depth study of their properties. The same strategy has been employed to achieve the synthesis of macromolecules. The formation of non-benzenoid nanoribbons in solution, featuring 2,6-connectivity and an alternating azulene-anthracene fused motif, has been studied. The material's conductivity has been explored, reaching up to 1.5 x10⁻³ S·cm⁻¹ for the thinnest film (0.3 μm), Finally, a new short and efficient method is developed for the synthesis of one of the isomers of azulenoazulene, a molecule unexplored since the 1970s. Each compound of interest is obtained in a reduced number of synthesis steps, with improved yield, and can be easily fused with other aromatic units. This previously undocumented category of compounds exhibits significant absorption in the UV-visible region, open-layer behavior, dimerization/photodissociation processes, and good charge mobility in FET devices.

Les systèmes de gestion de l'énergie exigent des convertisseurs de puissance pour fournir une conversion de puissance adaptée à diverses utilisations. Il existe différents types de convertisseurs de puissance, tel que les amplificateurs de puissance de classe D, les demi-ponts, les ponts complets, les amplificateurs de puissance de classe E, les convertisseurs buck et dernièrement les convertisseurs boost. Prenons par exemple les dispositifs implantables, lorsque l'énergie est prélevée de la source principale, des convertisseurs de puissance buck ou boost sont nécessaires pour traiter l'énergie de l'entrée et fournir une énergie propre et adaptée aux différentes parties du système. D'autre part, dans les stations de charge des voitures électriques, les nouveaux téléphones portables, les stimulateurs neuronaux, etc., l'énergie sans fil a été utilisée pour assurer une alimentation à distance, et des amplificateurs de puissance de classe E sont développés pour accomplir cette tâche. Les amplificateurs de puissance de classe D sont un excellent choix pour les casques d'écoute ou les haut-parleurs en raison de leur grande efficacité. Dans le cas des interfaces de capteurs, les demi-ponts et les ponts complets sont les interfaces appropriées entre les systèmes à faible et à forte puissance. Dans les applications automobiles, l'interface du capteur reçoit le signal du côté puissance réduite et le transmet à un réseau du côté puissance élevée. En outre, l'interface du capteur doit recevoir un signal du côté haute puissance et le convertir vers la côté basse puissance. Tous les systèmes mentionnés ci-dessus nécessitent l'inclusion d'un pilote de porte spécifique dans les circuits, selon les applications. Les commandes de porte comprennent généralement un décalage du niveau de commande niveau supérieur, le levier de changement de niveau inférieur, une chaîne de tampon, un circuit de verrouillage sous tension, un circuit de temps mort, des portes logiques, un inverseur de Schmitt et un mécanisme de démarrage. Ces circuits sont nécessaires pour assurer le bon fonctionnement des systèmes de conversion de puissance. Un circuit d'attaque de porte reconfigurable prendrait en charge une vaste gamme de convertisseurs de puissance ayant une tension d'entrée V[indice IN] et un courant de sortie I[indice Load] variables. L'objectif de ce projet est d'étudier intensivement les causes de différentes pertes dans les convertisseurs de puissance et de proposer ensuite de nouveaux circuits et méthodologies dans les différents circuits des conducteurs de porte pour atteindre une conversion de puissance avec une haute efficacité et densité de puissance. Nous proposons dans cette thèse de nouveaux circuits de gestion des temps mort, un Shapeshifter de niveau plus élevé et un Shapeshifter de niveau inférieur avec de nouvelles topologies qui ont été pleinement caractérisées expérimentalement. De plus, l'équation mathématique du temps mort optimal pour les faces haute et basse d'un convertisseur buck est dérivée et expérimentalement prouvée. Les circuits intégrés personnalisés et les méthodologies proposées sont validés avec différents convertisseurs de puissance, tels que les convertisseurs semi-pont et en boucle ouverte, en utilisant des composants standard pour démontrer leur supériorité sur les solutions traditionnelles. Les principales contributions de cette recherche ont été présentées à sept conférences prestigieuses, trois articles évalués par des pairs, qui ont été publiés ou présentés, et une divulgation d'invention. Une contribution importante de ce travail recherche est la proposition d'un nouveau générateur actif CMOS intégré dédié de signaux sans chevauchement. Ce générateur a été fabriqué à l'aide de la technologie AMS de 0.35µm et consomme 16.8mW à partir d'une tension d'alimentation de 3.3V pour commander de manière appropriée les côtés bas et haut d'un demi-pont afin d'éliminer la propagation. La puce fabriquée est validée de façon expérimentale avec un demi-pont, qui a été mis en œuvre avec des composants disponibles sur le marché et qui contrôle une charge R-L. Les résultats des mesures montrent une réduction de 40% de la perte totale d'un demi-pont de 45V d'entrée à 1MHz par rapport au fonctionnement du demi-pont sans notre circuit intégré dédié. Le circuit principal du circuit d'attaque de grille côté haut est le décaleur de niveau, qui fournit un signal de grande amplitude pour le commutateur de puissance côté haut. Une nouvelle structure de décalage de niveau avec un délai de propagation minimal doit être présentée. Nous proposons une nouvelle topologie de décalage de niveau pour le côté haut des drivers de porte afin de produire des convertisseurs de puissance efficaces. Le SL présente des délais de propagation mesurés de 7.6ns. Les résultats mesurés montrent le fonctionnement du circuit présenté sur la plage de fréquence de 1MHz à 130MHz. Le circuit fabriqué consomme 31.5pW de puissance statique et 3.4pJ d'énergie par transition à 1kHz, V[indice DDL] = 0.8V , V[indice DDH] = 3.0V, et une charge capacitive C[indice L] = 0.1pF. La consommation énergétique totale mesurée par rapport à la charge capacitive de 0.1 à 100nF est indiquée. Un autre nouveau décalage vers le bas est proposé pour être utilisé sur le côté bas des pilotes de portes. Ce circuit est également nécessaire dans la partie Rₓ du réseau de bus de données pour recevoir le signal haute tension du réseau et délivrer un signal de faible amplitude à la partie basse tension. L'une des principales contributions de ces travaux est la proposition d'un modèle de référence pour l'abaissement de niveau à puissance unique reconfigurable. Le circuit proposé pilote avec succès une gamme de charges capacitives allant de 10fF à 350pF. Le circuit présenté consomme des puissances statiques et dynamiques de 62.37pW et 108.9µW, respectivement, à partir d'une alimentation de 3.3V lorsqu'il fonctionne à 1MHz et pilote une charge capacitive de 10pF. Les résultats de la simulation post-layout montrent que les délais de propagation de chute et de montée dans les trois configurations sont respectivement de l'ordre de 0.54 à 26.5ns et de 11.2 à 117.2ns. La puce occupe une surface de 80µm × 100µm. En effet, les temps morts des côtés hauts et bas varient en raison de la différence de fonctionnement des commutateurs de puissance côté haut et côté bas, qui sont respectivement en commutation dure et douce. Par conséquent, un générateur de temps mort reconfigurable asymétrique doit être ajouté aux pilotes de portes traditionnelles pour obtenir une conversion efficace. Notamment, le temps mort asymétrique optimal pour les côtés hauts et bas des convertisseurs de puissance à base de Gan doit être fourni par un circuit de commande de grille reconfigurable pour obtenir une conception efficace. Le temps mort optimal pour les convertisseurs de puissance dépend de la topologie. Une autre contribution importante de ce travail est la dérivation d'une équation précise du temps mort optimal pour un convertisseur buck. Le générateur de temps mort asymétrique reconfigurable fabriqué sur mesure est connecté à un convertisseur buck pour valider le fonctionnement du circuit proposé et l'équation dérivée. De plus le rendement d'un convertisseur buck typique avec T[indice DLH] minimum et T[indice DHL] optimal (basé sur l'équation dérivée) à I[indice Load] = 25mA est amélioré de 12% par rapport à un convertisseur avec un temps mort fixe de T[indice DLH] = T[indice DHL] = 12ns. / Power management systems require power converters to provide appropriate power conversion for various purposes. Class D power amplifiers, half and full bridges, class E power amplifiers, buck converters, and boost converters are different types of power converters. Power efficiency and density are two prominent specifications for designing a power converter. For example, in implantable devices, when power is harvested from the main source, buck or boost power converters are required to receive the power from the input and deliver clean power to different parts of the system. In charge stations of electric cars, new cell phones, neural stimulators, and so on, power is transmitted wirelessly, and Class E power amplifiers are developed to accomplish this task. In headphone or speaker driver applications, Class D power amplifiers are an excellent choice due to their great efficiency. In sensor interfaces, half and full bridges are the appropriate interfaces between the low- and high-power sides of systems. In automotive applications, the sensor interface receives the signal from the low-power side and transmits it to a network on the high-power side. In addition, the sensor interface must receive a signal from the high-power side and convert it down to the low-power side. All the above-summarized systems require a particular gate driver to be included in the circuits depending on the applications. The gate drivers generally consist of the level-up shifter, the level-down shifter, a buffer chain, an under-voltage lock-out circuit, a deadtime circuit, logic gates, the Schmitt trigger, and a bootstrap mechanism. These circuits are necessary to achieve the proper functionality of the power converter systems. A reconfigurable gate driver would support a wide range of power converters with variable input voltage V[subscript IN] and output current I[subscript Load]. The goal of this project is to intensively investigate the causes of different losses in power converters and then propose novel circuits and methodologies in the different circuits of gate drivers to achieve power conversion with high-power efficiency and density. We propose novel deadtime circuits, level-up shifter, and level-down shifter with new topologies that were fully characterized experimentally. Furthermore, the mathematical equation for optimum deadtimes for the high and low sides of a buck converter is derived and proven experimentally. The proposed custom integrated circuits and methodologies are validated with different power converters, such as half bridge and open loop buck converters, using off-the-shelf components to demonstrate their superiority over traditional solutions. The main contributions of this research have been presented in seven high prestigious conferences, three peer-reviewed articles, which have been published or submitted, and one invention disclosure. An important contribution of this research work is the proposal of a novel custom integrated CMOS active non-overlapping signal generator, which was fabricated using the 0.35−µm AMS technology and consumes 16.8mW from a 3.3−V supply voltage to appropriately drive the low and high sides of the half bridge to remove the shoot-through. The fabricated chip is validated experimentally with a half bridge, which was implemented with off-the-shelf components and driving a R-L load. Measurement results show a 40% reduction in the total loss of a 45 − V input 1 − MHz half bridge compared with the half bridge operation without our custom integrated circuit. The main circuit of high-side gate driver is the level-up shifter, which provides a signal with a large amplitude for the high-side power switch. A new level shifter structure with minimal propagation delay must be presented. We propose a novel level shifter topology for the high side of gate drivers to produce efficient power converters. The LS shows measured propagation delays of 7.6ns. The measured results demonstrate the operation of the presented circuit over the frequency range of 1MHz to 130MHz. The fabricated circuit consumes 31.5pW of static power and 3.4pJ of energy per transition at 1kHz, V[subscript DDL] = 0.8V , V[subscript DDH] = 3.0V , and capacitive load C[subscript L] = 0.1pF. The measured total power consumption versus the capacitive load from 0.1pF to 100nF is reported. Another new level-down shifter is proposed to be used on the low side of gate drivers. Another new level-down shifter is proposed to be used on the low side of gate drivers. This circuit is also required in the Rₓ part of the data bus network to receive the high-voltage signal from the network and deliver a signal with a low amplitude to the low-voltage part. An essential contribution of this work is the proposal of a single supply reconfigurable level-down shifter. The proposed circuit successfully drives a range of capacitive load from 10fF to 350pF. The presented circuit consumes static and dynamic powers of 62.37pW and 108.9µW, respectively, from a 3.3 − V supply when working at 1MHz and drives a 10pF capacitive load. The post-layout simulation results show that the fall and rise propagation delays in the three configurations are in the range of 0.54 − 26.5ns and 11.2 − 117.2ns, respectively. Its core occupies an area of 80µm × 100µm. Indeed, the deadtimes for the high and low sides vary due to the difference in the operation of the high- and low-side power switches, which are under hard and soft switching, respectively. Therefore, an asymmetric reconfigurable deadtime generator must be added to the traditional gate drivers to achieve efficient conversion. Notably, the optimal asymmetric deadtime for the high and low sides of GaN-based power converters must be provided by a reconfigurable gate driver to achieve efficient design. The optimum deadtime for power converters depends on the topology. Another important contribution of this work is the derivation of an accurate equation of optimum deadtime for a buck converter. The custom fabricated reconfigurable asymmetric deadtime generator is connected to a buck converter to validate the operation of the proposed circuit and the derived equation. The efficiency of a typical buck converter with minimum T[subscript DLH] and optimal T[subscript DHL] (based on the derived equation) at I[subscript Load] = 25mA is improved by 12% compared to a converter with a fixed deadtime of T[subscript DLH] = T[subscript DHL] = 12ns.

A study was carried out to investigate the effects of a drug-free feeding program on broiler performances. A total of 2,496 Cobb 500 chicks were randomly assigned to one of four dietary treatments with each group replicated 13 times. The four diets evaluated were: 1) negative control (NC): basal diet without growth promoter or coccidiostat; 2) positive control (PC): diet 1 + Lincomycin; 3) Program 1 (PG1): diet 1 + Bio-Mos®, Vegpro®, MTB-100®, Acid Pak 4-Way®, and All-Lac XCL®; 4) Program 2 (PG2): diet 1 + Bio-Mos® and All-Lac XCL®. Additives were used at commercially recommended rates. All chicks were vaccinated with a live oocyst coccidia vaccine on d 0 at the hatchery. Four phases of feeding were used during the trial with changes occurring at d 14, 28, and 35. Performance values measured were body weight, feed intake, yield, and mortality, while body weight gain and feed conversation rate (FCR) were calculated. Chicks were challenged with coccidia at d 14 to evaluate the protective effect of the feeding programs and coccidia vaccination. Segments of duodenum, ileum, and ceca were removed to measure intestinal morphology. Final body weight gains of birds on PC (2.736 kg) were greater (P < 0.05) compared to NC (2.650 kg), while birds on PG1 (2.681 kg) and PG2 (2.710 kg) were similar to positive and negative control. Overall, feed intake was similar across the treatments with the exception of period 2 (15 to 28 days) when birds consumed more (P < 0.05) of PC and PG1 compared to NC. Cumulative FCR at d 35 and 49 was improved (P < 0.05) in birds consuming PC and PG2 when compared to NC. Overall, birds consuming NC had greater mortality (P < 0.05; 12%) compared to PC (7.6 %), PG1 (4.6%) and PG2 (6.7 %) with most of the mortality occurring from d 0 to d 28. Mortality for birds consuming PG1 was also lower (P < 0.05) compared to the PC. There were no dietary effects on lesion scores or yields of processed products at d 42 (females) or d 49 (males). Interaction of dietary treatments with age and days of age alone showed effects (P < 0.0001) on the morphology of duodenum, ileum, and ceca. Lamina propria in ceca was thicker (P < 0.008) in birds consuming NC compared to PG1 and PG2. This study indicated that feeding birds without growth promoters resulted in greater mortality and decreased performance compared to using an antibiotic, while Bio-Mos® in combination with All-Lac XCL® helped to reduce the negative effects. / Master of Science

Neste trabalho foi analisado o comportamento de um transistor UTBOX FD SOI MOSFET (Ultra-Thin-Buried-Oxide Fully-Depleted Silicon-on-Insulator Metal- Oxide-Semiconductor Field-Effect-Transistor) planar do tipo N, em sua aplicação como uma célula de memória 1T-DRAM, dando ênfase no estudo das polarizações e propostas de melhorias de desempenho para viabilizar sua aplicação como uma célula de memória. Dessa forma, foram analisados os efeitos das diferentes polarizações (de porta, de dreno e de substrato), bem como a influência da concentração de uma região de extensão de fonte e dreno menos dopada (LDD Lightly Doped Drain), nos principais parâmetros da referida memória. Assim, foram analisados alguns parâmetros da memória tais como tensão de disparo no dreno, margem de sensibilidade, janela de leitura e tempo de retenção, além dos mecanismos atuantes em cada estado da memória (escrita, leitura e repouso). Por fim, foram propostas algumas melhorias de desempenho para o tempo de retenção. Foi observado que o aumento da temperatura facilita a escrita na memória diminuindo a mínima tensão no dreno (até 72% para temperatura de 25 a 300°C, ficando limitada a 0,8V) e o tempo necessários para a escrita (até 95%), porém reduz a margem de sensibilidade (até 90%) e o tempo de retenção (até 2 ordens de grandeza). Verificou-se também que, apesar da menor espessura do filme de silício e do óxido enterrado aumentar a tensão no dreno necessária para ativar o efeito BJT (efeito bipolar parasitário), um potencial positivo no substrato pode reduzir este requisito (61% para tensão de substrato variando de 0 V até 1,5 V). Além disso, foi visto que pode haver uma geração ou uma recombinação de portadores, dependendo da tensão na porta durante o repouso, degradando o bit \'0\' ou \'1\'. Já a otimização da polarização de substrato demonstrou ser limitada pelo compromisso de ser alta o suficiente para ativar o efeito de corpo flutuante durante a escrita, sem prejudicar a leitura do \'0\'. Os resultados também demonstraram que a margem de sensibilidade é menos dependente da tensão do substrato que o tempo de retenção, levando a este último parâmetro ser considerado mais crítico. Com relação à leitura, maiores tensões no dreno resultaram na presença do efeito BJT também neste estado, aumentando a margem de sensibilidade (60%) e diminuindo o tempo de retenção (66%) e o número de leituras possíveis sem atualização do dado (de mais de 30 para 22 leituras). No tópico da concentração das extensões de fonte e dreno, os dispositivos sem extensão de fonte e dreno apresentaram uma taxa de geração de lacunas menor (aproximadamente 12 ordens de grandeza), levando a um tempo de retenção muito maior (aproximadamente 3 ordens de grandeza) quando comparado ao dispositivo referência. Em seu estudo no escalamento, verificou-se uma diminuição no tempo de retenção para canais mais curtos (quase 2 ordens de grandeza), demonstrando ser um fator limitante para as futuras gerações das memórias 1T-DRAM. Apesar disso, quando comparados com os dispositivos convencionais com extensão de fonte e dreno (com extensão), seu tempo de retenção aumentou (quase 1 ordem de grandeza), permitindo a utilização de menores comprimentos de canal (30nm contra 50nm do dispositivo com extensão) e polarizações de substrato menores. Outra proposta de melhoria no tempo de retenção apresentada foi a utilização da polarização de substrato pulsada apenas durante a escrita do nível \'1\', o que resultou no aumento do tempo de retenção em 17%. Finalmente, estudou-se também a variação da banda proibida motivado pela utilização de novos materiais para o filme semicondutor. Observou-se que o aumento da banda proibida aumentou o tempo de retenção em até 5 ordens de grandeza, possibilitando retenções mais próximas das DRAMs convencionais atuais. / In this work, it was analyzed the behavior of a planar UTBOX FD SOI NMOSFET (Ultra-Thin-Buried-Oxide Fully-Depleted Silicon-on-Insulator Metal- Oxide-Semiconductor Field-Effect-Transistor), as a 1T-DRAM (Single Transistor Dynamic Random Access Memory) cell, focusing on the best biases and other proposals for enabling the 1T-DRAM applications. Therefore, it was analyzed the effects of different biases (gate, drain and substrate), as well as the influence of the concentration of a less doped source/drain extension region on the main parameters of this kind of memory. Thus, it was analyzed some of the main memory parameters such as the trigger drain voltage, the sense margin, the read window and the retention time, as well as the mechanisms operating in each state of the memory (writing, reading and holding). Finally, it were proposed some performance enhancements for the retention time of this kind of memory. It was observed that the increase in temperature facilitates the memory write decreasing the minimum drain bias and time required for writing, but reduces the sense margin. It was also verified that, despite the thinner silicon film and buried oxide increase the drain voltage required to activate the BJT effect (parasitic bipolar effect), a positive potential on the substrate may reduce this requirement (61% for back gate bias varying from 0 to 1,5V), being an alternative for solving the problem and allowing the use of smaller devices as a memory cell. Furthermore, it was seen that there can be a carriers generation or recombination, depending on the gate voltage during the holding state, degrading the bit \'0\' or \'1\'. Moreover, the optimization of substrate bias proved to be limited by enabling the writing state, without degrading the reading of \'0\'. The results also demonstrated the sense margin is less dependent on the substrate voltage than the retention time, therefore, the retention time was considered as a more critical parameter. With respect to the reading state, there was the presence of BJT effect also in this state, increasing the margin of sensitivity (60%) and reducing the retention time (66%) and the number of possible readings without updating the data (over 30 for 22 readings) in cases of higher drain bias. On the topic of the concentration of the source and drain extensions, the devices with source and drain extensions presented a generation rate lower (about 12 orders of magnitude), resulting in a retention time far longer than the reference one (about 3 orders of magnitude). About its downscaling, the retention time decreased for shorter channel lengths (almost 2 orders of magnitude), which is a limiting factor for 1T-DRAM future generations. Nevertheless, when it was compared to the conventional devices with source and drain extensions, theirs retention time increased (almost 1 order of magnitude), allowing the use of shorter channel lengths (30nm against 50nm of reference device) and lower back gate biases. Another proposal presented to improve the retention time was the pulsed back gate only during the writing \'1\' state, which resulted in an increase on the retention time by 17%. Finally, we also studied the band gap influence motivated by the use of new materials for the semiconductor film. It was observed that higher band gaps increase the retention time by up to 5 orders of magnitude, allowing a retention time closer to the current conventional DRAMs.

Neste trabalho foi analisado o comportamento de um transistor UTBOX (Ultra Thin Buried Oxide) FD SOI MOSFET (Fully Depleted Silicon-on-Insulator Metal- Oxide-Semiconductor Field-Effect-Transistor) planar do tipo n, operando como uma célula de memória 1T-FBRAM (single transistor floating body random access memory). A memória em questão trata-se de uma evolução das memórias 1T1C-DRAM convencionais formada, porém, de apenas um transistor, sendo o próprio transistor o responsável pelo armazenamento da informação por meio do efeito de corpo flutuante. Assim, foram realizadas simulações numéricas bidimensionais, obtendo-se curvas dinâmicas e, a partir destas, foi possível extrair e analisar alguns dos principais parâmetros da memória tais como tensão de disparo no dreno, margem de sensibilidade, janela de leitura e tempo de retenção, além dos mecanismos atuantes em cada estado da memória (escrita, leitura e repouso). Foram estudadas as polarizações da célula de memória. Dentre as possíveis maneiras de programação do dado 1 desta tecnologia foram abordadas neste trabalho a programação pelos métodos GIDL (Gate Induced Drain Leakage) e BJT (Bipolar Junction Transistor). Pelo método de escrita por GIDL foi possível operar a célula de memória em alta velocidade sem dissipar potência expressiva. Mostrou-se que esse método é bastante promissor para a tecnologia low-power high-speed. E ainda, obteve-se maior estabilidade na operação de leitura quando esta é polarizada no ponto ZTC (Zero Temperature-Coefficient) devido ao nível de corrente do dado 0 ficar estável mesmo com a variação da temperatura. Pelo método de escrita por BJT, estudou-se a influência das espessuras do filme de silício e também do óxido enterrado, notou-se uma forte dependência da tensão mínima de dreno para a programação do dado 1 em função destas espessuras e também em função da temperatura. Conforme a espessura do filme de silício torna-se mais fina, a tensão de disparo aplicada ao dreno aumenta devido ao maior acoplamento. Porém, observou-se que o nível da tensão de disparo do dreno pode ser modulada através da tensão aplicada ao substrato, tornando possível operar a célula em uma tensão de disparo menor aumentando a vida útil do dispositivo. Quanto à temperatura, com o seu aumento observou-se que a tensão mínima de dreno necessária para disparar a escrita do dado 1 diminuiu favorecendo a programação da célula. Porém o tempo de retenção é prejudicado (torna-se menor) por causa do aumento da corrente de fuga na junção PN. Na análise sobre o impacto que a primeira e a segunda porta causam na margem de sensibilidade de corrente e no tempo de retenção, verificou-se que dependendo da tensão aplicada à porta durante a condição de armazenamento do dado, o tempo de retenção pode ser limitado ou pela geração ou pela recombinação dos portadores (lacunas). Notou-se que há um compromisso entre a obtenção da melhor margem de sensibilidade de corrente e o melhor tempo de retenção. Como o tempo retenção é um parâmetro mais crítico, mais atenção foi dada para a otimização deste. Concluiu-se nesta análise que a melhor polarização para reter o dado por mais tempo é a primeira interface estar em modo acumulação e a segunda em modo depleção. No estudo da polarização de dreno durante a operação de leitura, observou-se que quando aplicado alta tensão de dreno é obtido alta margem de sensibilidade, porém ao mesmo tempo esta polarização prejudica o dado 0 devido ao alto nível de geração de lacunas induzidas pela ionização por impacto, o qual diminui o tempo de retenção e destrói o dado 0 quando operações de múltiplas leituras são realizadas. Já para baixo nível de tensão de dreno durante a leitura notou-se que é possível realizar múltiplas operações de leitura sem perder o dado armazenado e também maior tempo de retenção foi obtido. / In this study was analyzed the behavior of one transistor called UTBOX (Ultra Thin Buried Oxide) FD SOI MOSFET (Fully Depleted Silicon-on-Insulator Metal- Oxide-Semiconductor Field-Effect-Transistor) working as a 1T-FBRAM (Single Transistor Floating Body Random Access Memory). This memory device is an evolution from conventional memories 1T1C-DRAM, however formed by only one transistor, the device itself is responsible for the storage of the information through the floating body effect. Thus two dimensional simulations were performed, where were obtained dynamic curves, and from these curves it was possible to extract and analyze some of the main parameters, such as, trigger drain voltage, sense margin current, read window, and the retention time, beyond the mechanisms in each state of memory (write, read and hold). Among the possible ways to program the data 1 in this technology were used the methods GIDL (Gate Induced Drain Leakage) and BJT (Bipolar Junction Transistor). By the GIDL method it was possible to operate the memory cell at high speed without spending significant power, showing that this method is very promising for low-power high-speed. Furthermore, greater stability was obtained in read operation when it is biased at point ZTC (zero-Temperature Coefficient) due to the current level of datum \'0\' remain stable even with temperature variation. By the BJT method, it was studied the influence of the silicon film thickness and the buried oxide thickness, and it was noted a strong dependence on minimum drain voltage for programming the data \'1\' as a function of both thicknesses. As the thickness of the silicon film becomes thinner, the trigger drain voltage increases due to stronger coupling. However, it was observed that the level of the trigger drain voltage can be modulated by the substrate bias in this way it is possible to operate the cell with lower voltage avoiding the damage and increasing the lifetime of the device. About the temperature, with its increase it was observed that the minimum drain voltage required to trigger the writing datum \'1\' decreased favoring the programming the cell. However the retention time is harmed (becomes smaller) due to the increment of leakage current in the PN junction. Analyzing the impact of the first and second gate on sense margin current and retention time, it was verified that depending on the voltage applied to the gate during the hold condition, the retention time may be limited by the generation or recombination of the carriers (holes). It was noted that there is a compromise between obtaining the best sense margin current and the best retention time. Since the retention is the most critical parameter, more attention should be given in order to obtain the optimization of this latter. It is concluded in this analysis that the best bias to retain the datum for longer time is the first interface being in accumulation mode and the second in depletion mode. In the study of biasing the drain during the read operation, it has been observed that the use of high drain voltage provides high sense margin, but at the same time, this polarization affect the data \'0\' due to high level of holes generation induced by impact ionization, which shortens the retention time and destroys the data \'0\' in multiple read operations. However, for low drain voltage during read operations it was possible to perform multiple read operations without losing the stored data and also higher retention time was obtained.

Neste trabalho foram fabricados e caracterizados eletricamente capacitores MOS com óxido de silício ultrafino (2,6 nm) com porta de silício policristalino (Si-poli) P+ e N+. Os capacitores MOS com porta de Si-poli dopados com boro tiveram a estrutura Si-poli/SiO2/Si previamente implantada com nitrogênio nas doses de 1.10\'POT.13\', 1.10\'POT.14\', 1.10\'POT.15\' e 5.10\'POT.15\' at.cm-², com o pico da concentração de nitrogênio próximo à interface SiO2/Si. Os capacitores MOS foram fabricados sobre lâminas de silício do tipo p que passaram por uma limpeza química préoxidação tipo RCA mais imersão final em solução diluída em HF. Na seqüência, as lâminas foram oxidadas em um ambiente de O2 (1,5 l/min) + N2/H2 (2l/min; 10 %) que proporcionou óxidos de silício com excelentes características elétricas. Para a fabricação dos capacitores MOS com porta de Si-poli P+, utilizou-se SOG de boro seguido por difusão térmica sobre camada de Si-poli (340 nm). Após testes com receitas de difusão a 950, 1000, 1050 e 1100 °C todas padronizadas por um tempo de 30 min optamos por realizar a difusão a 1050 °C por 30 min, pois essa receita proporcionou concentração de boro superior a 1.10\'POT.20\' at.cm-³ e segregação desprezível do boro em direção ao substrato de Si. A dopagem dos capacitores MOS com porta de Si-poli N+ foi realizada por aplicação do SOG de fósforo seguido por difusão a 1050 °C por 30 min. Os resultados indicaram segregação do boro desprezível para o Si, baixa densidade de estados de interface (< 1.10\'POT.11\' eV-¹ cm-²) e no aumento do campo elétrico de ruptura (de 14 MV/cm para 21 MV/cm) com o aumento da dose de nitrogênio (de 1.10\'POT.13\' a 5.10\'POT.15\' at/cm²). Embora ocorresse uma maior dispersão e um aumento desfavorável da tensão de banda plana com o aumento da dose de nitrogênio, os valores 1.10\'POT.15\' e 5.10\'POT.15\' at.cm-² resultaram em capacitores MOS com tensão de faixa plana próxima ao parâmetro diferença de função trabalho (\'fi\' MS) significando densidade efetiva de cargas no dielétrico de porta inferior à cerca de 1.10\'POT.11\' cm-². / In this work we manufactured and electrically characterized MOS capacitors with ultrathin silicon oxides (2,6 nm) and polysilicon gate (Si-poli), P+ or N+. P+ - doped polysilicon gate MOS capacitors (Si-poli/SiO2/Si structure) were previously implanted with nitrogen using doses of 1.10\'POT.13\', 1.10\'POT.14\', 1.10\'POT.15\' and 5.10\'POT.15\' at.cm-², and implantation peak centered close to the SiO2/Si interface before boron doping. The MOS capacitors were fabricated on p-type silicon wafers, which were submitted to RCA - based cleaning procedure and a final dip in diluted HF solution. Following, the wafers were oxidize in ultrapure O2 (1,5 l/min) + N2/H2 (2l/min; 10 %) having, as a result, silicon gate oxides with excellent electrical characteristics. To obtain P+ polysilicon, it Spin On Glass (SOG) of boron the wafers was annealed at 950, 1000, 1050 or 1100 °C during 30 min. We have chosen a diffusion recipe of 1050 °C during 30 min to obtain volumetric concentration of boron higher than 1.10\'POT.20\' cm-³ and no boron segregation to the silicon. N+ polysilicon was also obtained using phosphorus SOG and diffusion at 1050 °C during 30 min. As a result, besides no boron segregation to Si, the interface states density was low (< 1.10\'POT.11\' eV-¹cm-²) and the breakdown field of the gate oxides increased (from 14 MV/cm to 21 MV/cm) by increasing the nitrogen doses (from 1.10\'POT.13\' to 5.10\'POT.15\' at/cm²). Although a larger dispersion and increasing of the flat-band voltage have occurred as the nitrogen dose was increased, values of 1.10\'POT.15\' and 5.10\'POT.15\' at.cm-² induced flat band voltage close to the parameter workfunction difference (\'fi\'MS) which meant effective charge density in the gate dielectrics lower than about 1.10\'POT.11\' cm-².

Este trabalho consiste no estudo e projeto de circuitos Dual-Modulus Prescaler utilizados em sistemas de comunicação RF (radio frequency). Sistemas de comunicação RF trabalham em bandas de freqüência pré-definidas e dentro destas há, normalmente, vários canais para transmissão. Neste caso, decidido o canal onde se vai trabalhar, o receptor e o transmissor geram, através de um circuito chamado Sintetizador de Freqüências, sinais que têm a freqüência igual a freqüência central do canal utilizado. Esses sinais ou tons são empregados na modulação e demodulação das informações transmitidas ou recebidas. O Sintetizador de Freqüências possui como componentes um oscilador controlável, contadores programáveis, comparadores de fase e um divisor de freqüências chamado Dual-Modulus Prescaler. O funcionamento do Sintetizador é descrito a seguir: o Prescaler recebe um sinal proveniente da saída do oscilador controlável e gera um sinal que tem a freqüência igual a aquela do sinal de entrada dividida por N ou N+1, dependendo do valor lógico de um sinal de controle. O sinal gerado por esse circuito divisor será ainda dividido por contadores e comparado a um sinal de referência externo no comparador de fase. O comparador, por sua vez, gera o sinal de controle do oscilador controlável, aumentando ou reduzindo sua velocidade. Pelo ajuste do número de vezes que o circuito Prescaler divide por N ou N+1, se controla a freqüência da saída do Sintetizador. De todos os circuitos que compõe o Sintetizador de Freqüência, apenas o oscilador controlável e o Prescaler trabalham em altas freqüências (freqüência máxima do sistema) e por conseqüência, a velocidade máxima de trabalho e o consumo de potência do Sintetizador dependerão da performance destes. Neste trabalho se utilizou a técnica Extended True Single Clock Phase para se projetar o Prescaler. O projeto do circuito Prescaler foi realizado na tecnologia CMOS (Complementary Metal Oxide Silicon) 0,35 ?m da AMS [Au03a], que satisfaz as necessidades visadas (banda de trabalho centrada em 2,4 GHz) e tem um custo para prototipagem satisfatório. Vários circuitos foram implementados nesta tecnologia e testados, se obtendo um Prescaler que atinge velocidade de 3,6 GHz, consumo de 1,6 mW para tensão de alimentação de 3,3 V. / This work consists of the study and project of circuits Dual-Modulus Prescaler used in communication systems RF (radio frequency). RF Communication Systems work in predefined frequency bands and inside of them, there are several transmission channels. In this case, once decided the channel where we will work, the receiver and the transmitter generate, through a circuit called Frequency Synthesizer, signs that have the same frequency of the central frequency of the used channel. Those signs or tones are used in the modulation and demodulation of the transmitted or received information. The Frequency Synthesizer possesses as components a controllable oscillator, programmable counters, phase comparator and a frequency divider called Dual-Modulus Prescaler. The Synthesizer operation is described: the Prescaler receives a sign from the oscillator and generates an output signal with frequency equal to the frequency of the input signal divided by N or N+1, depending on the logical value of a control sign. The output of the Prescaler will be divided by other counters and compared with an external reference sign in the phase comparator. That comparator, for its turn, generates a control signal for the oscillator, increasing or reducing its speed. By the adjustment of the number of times that the circuit Prescaler divides for N or N+1, the frequency of Synthesizer output is controlled. From all the blocks that compose the Frequency Synthesizer, only the controllable oscillator and the Prescaler work in high frequencies (the maximum frequency of the system), and, in consequence, the maximum speed and the power consumption of the full Synthesizer will depend on the performance of these two blocks. In this work we applied the technique called Extended True Single Clock Phase to design the Prescaler. The project of the circuit Prescaler used the technology CMOS (Complementary Metal Oxide Silicon) 0.35 ?m of AMS [Au03a]. This technology was used because it satisfies the sought needs (work band centered in 2.4 GHz) and has a satisfactory cost. Several circuits were implemented in this technology and tested and it was obtained a Prescaler which reaches 3.6 GHz, 1.6 mW power consumption with power supply of 3.3 V.

Nesta dissertação é apresentado o projeto de um sintetizador de frequência atingindo as especificações dos padrões de comunicação sem-fio GSM e Bluetooth. O sintetizador é baseado em um PLL (Phase Locked Loop) de arquitetura N-fracionário com modulador . No primeiro estágio do projeto do sintetizador é proposto um algoritmo para o plano de frequências, o qual considera a caraterística multipadrão do sintetizador. O projeto dos blocos que compõem o PLL (VCO, divisores de frequência, modulador , PFD e bomba de carga) é apresentado junto com o layout e algumas simulações. A programação geométrica é aplicada ao projeto do VCO. Finalmente, é proposta uma estratégia para o projeto do filtro atingindo as especificações do sintetizador de frequência. O circuito projetado foi fabricado no processo CMOS 0,35µm da AMS (Austria Micro Systems). Todos os componentes do PLL foram integrados no chip incluindo o VCO e o filtro, e a área total foi de 0,9mm2 incluindo os pads. O circuito projetado tem um baixo consumo de potência de 14mW usando uma tens~ao de alimentação de 3V. O ruído de fase medido foi -114dBc/Hz@400kHz no caso de GSM (FOUT =902,6MHz) e -121dBc/Hz@3MHz no caso de Bluetooth (FOUT =2,44GHz). A resposta transiente do PLL quando muda desde o primeiro até o último canal para cada padrão foi testada, o lock time medido em GSM foi de 208µs e 157µs em Bluetooth. O objetivo principal do funcionamento multipadrão, que é o uso compartilhado da maioria dos blocos por todos os padrões, foi atingido. As caraterísticas de desempenho medidas mostram excelente concordância com os valores simulados, indicando o êxito das estratégias usadas no projeto, simulação e teste do sintetizador de frequência. Os resultados foram comparados com outros trabalhos publicados mostrando que o sintetizador projetado neste trabalho tem menor consumo de potência e pequena ocupação de área. / This work presents the design of a frequency synthesizer achieving the specifications of the GSM and Bluetooth standards. The frequency synthesizer is based on a PLL (Phase Locked Loop) of N-fractional architecture using a modulator. In the first step of the frequency synthesizer design an algorithm for the frequency plan, considering the multistandard characteristic of the synthesizer, was proposed. The design of the building blocks of the PLL (VCO, frequency dividers, modulator, PFD and charge pump) is presented together with the layout and some simulation results. Geometric programming was applied to the VCO design. Finally, an strategy for the filter design achieving the frequency synthesizer specifications was proposed. The designed synthesizer was fabricated in the 0.35µm CMOS process of AMS (Austria Micro Systems). All the PLL components were integrated on-chip including the VCO and the filter, the occupied area was 0.9mm2 with the pads. The designed circuit has a low power consumption of 14mW using a 3V voltage supply. The phase noise measured for GSM (FOUT =902.6MHz) was -114dBc/Hz@400kHz and for Bluetooth (FOUT =2.44GHz) was -121dBc/Hz@3MHz. The transient response of the PLL when switching from the first to the last channel for each standard was tested, the lock time measured in GSM was 208µs and 157µs in Bluetooth. The main objective of the multistandard operation sharing most of the blocks between all the standards was achieved. The measured performance characteristics show excelent agreement with the simulated values, implying that the strategies used in the design, simulation and testing of the frequency synthesizer were succesfull. The results were compared with other published works showing that the synthesizer designed in this work has a lower power consumption and smaller area.

Neste trabalho é descrito o projeto e testes de um conversor digital/analógico de alta velocidade fabricado em tecnologia CMOS. O conversor pojetado possui resolução de 6 bits, trabalha em freqüência de 200 MSample/s, e foi fabricado na tecnologia CMOS de 0,35 µm da AMS (Austriamicrosystems), com quatro níveis de metal e 2 de silício policristalino. Uma das principais aplicações dos conversores D/A de alta velocidade é no processamento digital de sinais de vídeo, utilizado em sistemas de vídeo tais como os de TV digital e TVs de alta definição. Nestes sistemas, conversores D/A em tecnologia CMOS possuem vantagens tais como baixo consumo, baixo custo e a capacidade de sua integração com outros circuitos. O conversor D/A projetado é composto por uma matriz de células de corrente que são ativadas por dois decodificadores: um decodificador de colunas e outro decodificador de linhas. Estes recebem como entrada o sinal digital que deve ser convertido. As células de corrente são compostas por portas lógicas OR e NAND,inversores, latches, fontes de corrente e chaves que conectam ou não cada fonte individual a saída. Simulações do conversor D/A foram realizadas a partir de netlists extraídos do layout do circuito e através dos softwares HSPICE e ELDO. Para estas simulações foi utilizado o modelo BSIM3v3 com parâmetros típicos, worst speed e worst power. Através de simulação foi verificado o desempenho do conversor pela avaliação do número efetivo de bits. Os resultados demonstraram que o conversor possui uma boa resolução com uma freqüência de amostragem de 200 MHz, consumo de potência de 70 mW (corrente de saída variando de 0 a 19,8 mA) e tensão de alimentação VDD = 3,3 V. Nos testes experimentais, o conversor implementado apresentou erros de não linearidade integral menores que 0,46 LSB e erros de não linearidade diferencial menores que 0,22 LSB, o que assegura a monotonicidade do circuito. O chip implementado possui uma área ativa de 0,4 mm x ,31 mm. / In this work is described the design and tests of a high speed digital/analog converter fabricated in CMOS technology. The digital/analog converter has 6 bits of resolution, 200 MSample/s, and it was fabricated in the AMS (Austriamicrosystems) 0.35 µm CMOS process, with four metal levels and double-polysilicon. The main applications of high speed converters D/A is in digital processing of video signals, used in video systems such as digital TV and high-definition TV. In these systems, D/A converters in CMOS technology have advantages such as low power consumption, low cost, and the capability of being integrated with other circuits. The designed D/A converter are composed of a matrix of current cells that are activated by two decoders: a column decoder and a row decoder. These decoders receive as input the digital signal to be converted. The current cells are composed of logic OR and NAND, inverters, latches, current sources and switch transistors that connect or not each individual current source to the output. Simulations results were obtained from the extracted netlist of the circuit layout using the HSPICE and ELDO software. For these simulations the BSIM3v3 transistor model was used with typical, worst speed and worst power parameters. Simulation tests were applied to check the performance through the effective number of bits, and the results show that the converter can reach 200 MSample/s with 70 mW power consumption (the output current ranging from 0 mA to 19.8 mA) and 3.3 V power supply. In the experimental measurements, the converter presented DC integral non linearity errors lower than 0.46 LSB and DC differential non linearity errors lower than 0.22 LBS, what ensures the monotonicity of the converter. The implemented chip active area is 0.4 mm x 0.31 mm.

Neste trabalho foi analisado o comportamento de um transistor UTBB FD SOI MOSFET (Ultra-Thin-Bodyand-Buried-Oxide Fully-Depleted Silicon-on-Insulator Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect-Transistor) planar, operando em modo convencional, de tensão de limiar dinâmica (DT2-UTBB, onde a tensão de substrato é igual à de porta, VB=VG) e modo DT2 melhorado (kDT, onde a tensão de substrato é um múltiplo da tensão de porta, VB=kVG). O princípio de funcionamento desses modos foi estudado e a influência de diferentes tendências e tecnologias atuais foram analisadas nessas condições de polarização como a presença do plano de terra (Ground Plane - GP), o escalamento da camada de silício e a ausência de uma região de extensão de fonte e dreno. Também foi proposto neste trabalho o modo kDT inverso, onde a tensão de porta é um múltiplo da tensão de substrato (VG=kVB). O efeito do superacoplamento foi identificado e analisado a partir de diferentes técnicas, como nas curvas de capacitância, sua influência no efeito de corpo e no transistor UTBB operando em modo DT2 e DT2 melhorado. Finalmente o efeito da alta temperatura também foi estudado em transistores UTBB nos modos DT2 e DT2 melhorado, bem como nas curvas de capacitâncias. A operação em DT2 apresentou melhores resultados que o método convencional, principalmente para canais mais curtos (redução da inclinação de sublimiar em 36%, elevação da transcondutância máxima em 23% e diminuição do DIBL, Drain Induced Barrier Lowering, em 57%). A presença do GP acentuou esta melhora (redução da inclinação de sublimiar em 51%, elevação da transcondutância máxima em 32% e diminuição do DIBL em 100%), uma vez que há um maior acoplamento entre o substrato e o canal, fortalecendo sua atuação na redução da tensão de limiar. O modo melhorado da tensão de limiar dinâmica apresentou melhores parâmetros elétricos que no modo DT2, devido à redução mais expressiva da tensão de limiar para uma mesma varredura da tensão de porta. No modo kDT inverso, os parâmetros também foram ainda melhores (60% menor SS e 147% maior gm,max para os dispositivos sem GP e 68% menor SS e 189% maior gm,max nos dispositivos com GP) devido ao óxido de porta ser mais fino que o óxido enterrado. Com relação ao escalamento do filme de silício, para maiores valores de sobretensão de porta, a redução da camada de silício apresenta uma maior resistência série e uma maior degradação da mobilidade, reduzindo a corrente de dreno. Já para tensões de porta negativas, o GIDL (Gate Induced Drain Leakage) é mais elevado para menores espessuras do filme de silício. Entretanto, a menor espessura da camada de silício (tSi) mostrou ser vantajoso no modo kDT, devido ao acoplamento mais forte. O filme de silício mais fino melhorou principalmente o DIBL (a espessura de 6nm apresentou um DIBL 3 vezes menor que o dispositivo de 14nm para k=5), diminuindo o campo elétrico do dreno, e o SS (a espessura de 6nm apresentou um SS 7% menor que o dispositivo de 14nm para k=5), onde o campo elétrico vertical não é suficiente para degradar o parâmetro do dispositivo. O superacoplamento mostrou-se benéfico em transistores UTBB operando em modo DT2 e kDT, amplificando o efeito da inversão de volume e elevando consideravelmente a transcondutância e a mobilidade (melhora de até 131% para k=5, NMOS e tSi=7nm, tomando o caso VB=0V como referência). O superacoplamento também apresentou resultados positivos no estudo do escalamento dos dispositivos, apresentando um excelente acoplamento ainda para o menor comprimento de canal medido (0,076 para comprimento de 20nm contra 0,09 para L=1µm). Com relação à engenharia de fonte e dreno, os melhores resultados foram obtidos para os dispositivos sem a implantação da região de extensão (extensionless) e com comprimento dos espaçadores de 20nm. Os mesmos transistores extensionless também demonstraram serem mais suscetíveis com o aumento do fator k, apresentando o melhor comportamento na região de sublimiar (inclinação de sublimiar, SS, até 59% menor), desempenho analógico (elevação de mais de 300% no ganho intrínseco de tensão, AV, e de mais de 600% na tensão Early, VEA) e aplicação em baixas tensões (menor inclinação de sublimiar e tensão de limiar). A única desvantagem observada para a operação em DT2 e kDT foi a elevada corrente de GIDL (elevação de uma ordem de grandeza entre os transistores auto-alinhados com k=5 em relação ao auto-alinhado com k=0), entretanto, os dispositivos sem a implantação da região de extensão de fonte e dreno apresentaram um menor GIDL (redução de 1 ordem de grandeza para os dispositivos sem a implantação de 20nm com k=5 em relação ao dispositivo auto-alinhado com k=5) devido ao menor campo elétrico da porta para o dreno, o que pode ser uma solução para essa desvantagem. A região de extensão mais longa (sem a implantação) e, principalmente a operação em modo kDT, melhoram os parâmetros (elevação de 82% na transcondutância máxima, gm,max, redução de 45% no SS, de 41% no DIBL, elevação de 303% no AV e de 97% no VEA), superando a degradação observada pelo aumento da temperatura (porcentagens apresentadas já estão considerando a degradação da temperatura). Além disso, os modos kDT reduziram a tensão de porta do ponto ZTC (Zero-Temperature-Coefficient) em até 57%, sendo interessante em aplicações de baixa tensão. O modo kDT também permitiu o ajuste da tensão de limiar e da tensão de polarização, ainda com o nível de corrente independente com a temperatura e com o fator k. / In this work, it was analyzed the behavior of a planar UTBOX FD SOI NMOSFET (Ultra-Thin-Buried-Oxide Fully-Depleted Silicon-on-Insulator Metal-Oxide- Semiconductor Field-Effect-Transistor), operating in conventional (VB=0V), dynamic threshold (DT2-UTBB, where the back-gate bias is equal to the front-gate one, VB=VG) and enhanced DT (kDT-UTBB, where the back-gate bias is a multiple value of the front-gate one, VB=kVG) modes. The working principle of these modes has been studied and the effect of different technologies and current trends were analyzed under such biasing conditions as the presence of the ground plane (ground plane - GP), the scaling of the silicon layer and the absence of a doped extended source and drain region. It was also proposed in this paper the inverse kDT-UTBB mode, where the gate voltage is a multiple of the back-gate one (VB=kVG). The supercoupling effect was identified and analyzed through different techniques, such as the capacitance curves, its influence on the body effect and in UTBB SOI transistors operating in DT2 and kDT modes. Finally, the high temperature influence was also studied in UTBB SOI transistors operating in DT2 and kDT modes, as well as on capacitance characteristics. The operation DT2 showed better results than the conventional method, mainly for shorter channels (reduced subthreshold slope, SS, in 36%, increased maximum transconductance, gm,max, in 23% and reduced Drain Induced Barrier Lowering, DIBL, 57%). The presence of GP intensified this improvement (reducing SS by 51%, raising gm,max by 32% and reduced DIBL by 100%), due to the greater coupling of the substrate on the channel, strengthening its influence on reducing the threshold voltage. The kDT mode showed better electrical parameters than the DT2 due to a remarkable reduction of the threshold voltage for the same VG sweep. In the inverse kDT mode, the parameters were also better (60% lower SS and 147% higher gm,max for devices without GP and 68% lower SS and 189% higher gm,max on devices with GP) due to the thinner gate oxide than the buried oxide. With regard to the silicon film scaling, for higher values of gate voltage, the thinner silicon layer presented a larger series resistance and a greater mobility degradation, reducing the drain current. For negative gate biases, the GIDL (Gate Induced Drain Leakage) is higher for smaller thicknesses of the silicon film. However, the lower silicon film thickness showed to be advantageous in kDT due to the stronger coupling. The thinner silicon thickness has improved the DIBL (thickness of 6nm presented a DIBL 3 times smaller than the device of 14nm for k = 5), reducing the drain electric field, and the SS (thickness of 6nm presented an SS 7% smaller than 14nm device for k = 5), where the vertical electric field is not enough to degrade the device parameter. The supercoupling demonstrated beneficial results in UTBB transistors in DT2 and kDT operations, amplifying the volume inversion effect and rising significantly the transconductance and the mobility (improvement of up to 131% for k=5, 7nm-NMOS, taking VB=0V as the reference). Measurements and simulations have also shown positive results in the scalability study, presenting an excellent coupling for the shortest channel considered (0.076 for L=20nm against 0.09 for L=1µm). With respect to source and drain engineering, the best results were obtained for devices without the extension implantation and spacer length of 20nm. They also demonstrated to be more susceptible to the increase of k factor, showing the best behavior in the subthreshold region (59% lower), analog performance (300% higher intrinsic voltage gain, AV and 600% higher Early voltage, VEA) and for low voltages applications (reduced SS and VT). The only drawback observed for operation in kDT was the higher GIDL current (increase of 1 order of magnitude between self-aligned transistors with k=5 and self-aligned ones with k=0). However, the devices without the extension region implantation had a lower GIDL (1 order of magnitude lower for 20nm-extensionless devices with k=5, taking the self-aligned ones with k=5 as the reference) due to the lower gate-to-drain electric field, which can be a solution to this disadvantage. The longer extension region (without implantation) and, mainly, the kDT operation improved the parameters (increase of 82% in gm,max, reduction of 45% in SS, 41% reduced DIBL, rising of 303% in AV and 97% increased VEA), surpassing the degradation caused by rising the temperature (the last percentages is already considering the temperature degradation). Moreover, the DT2 and kDT operations reduced the gate bias of the ZTC point (Zero-Temperature-Coefficient) in 57%, being interesting for low voltage applications. The kDT mode also allowed the threshold voltage and the biases tunning, still with the current level independent of the temperature and the k-factor.