In der formalen Verifikation digitaler Schaltkreise hat sich die Methodik der vollständigen Verifikation anhand spezieller Operationseigenschaften bewährt. Operationseigenschaften beschreiben das Verhalten einer Schaltung in einem festen Zeitintervall und können sequentiell miteinander verknüpft werden, um so das Gesamtverhalten zu spezifizieren. Zusätzlich beweist eine formale Vollständigkeitsprüfung, dass die Menge der Eigenschaften für jede Folge von Eingangssignalwerten die Ausgänge der zu verifizierenden Schaltung eindeutig und lückenlos determiniert. In dieser Arbeit wird untersucht, wie aus Operationseigenschaften, deren Vollständigkeit erfolgreich bewiesen wurde, automatisiert eine Schaltungsbeschreibung abgeleitet werden kann. Gegenüber der traditionellen Entwurfsmethodik auf Register-Transfer-Ebene (RTL) bietet dieses Verfahren zwei Vorteile. Zum einen vermeidet der Vollständigkeitsbeweis viele Arten von Entwurfsfehlern, zum anderen ähnelt eine Beschreibung mit Hilfe von Operationseigenschaften den in Spezifikationen häufig genutzten Zeitdiagrammen, sodass die Entwurfsebene der Spezifikationsebene angenähert wird und Fehler durch manuelle Verfeinerungsschritte vermieden werden. Das Entwurfswerkzeug vhisyn führt die High-Level-Synthese (HLS) einer vollständigen Menge von Operationseigenschaften zu einer Beschreibung auf RTL durch. Die Ergebnisse zeigen, dass sowohl die verwendeten Synthesealgorithmen, als auch die erzeugten Schaltungen effizient sind und somit die Realisierung größerer Beispiele zulassen. Anhand zweier Fallstudien kann dies praktisch nachgewiesen werden. / The complete verification approach using special operation properties is an accepted methodology for the formal verification of digital circuits. Operation properties describe the behavior of a circuit during a certain time interval. They can be sequentially concatenated in order to specify the overall behavior. Additionally, a formal completeness check proves that the sequence of properties consistently determines the exact value of the output signals for every valid sequence of input signal values. This work examines how a circuit description can be automatically derived from a set of operation properties whose completeness has been proven. In contrast to the traditional design flow at register-transfer level (RTL), this method offers two advantages. First, the prove of completeness helps to avoid many design errors. Second, the design of operation properties resembles the design of timing diagrams often used in textual specifications. Therefore, the design level is closer to the specification level and errors caused by refinement steps are avoided. The design tool vhisyn performs the high-level synthesis from a complete set of operation properties to a description at RTL. The results show that both the synthesis algorithms and the generated circuit descriptions are efficient and allow the design of larger applications. This is demonstrated by means of two case studies.

The thesis focuses on the privacy of communication that can be ensured by means of the physical layer, i.e., by appropriately chosen coding and resource allocation schemes. The fundamentals of physical-layer security have been already formulated in the 1970s by Wyner (1975), Csiszár and Körner (1978). But only nowadays we have the technical progress such that these ideas can find their way in current and future communication systems, which has driven the growing interest in this area of research in the last years. We analyze two physical-layer approaches that can ensure the secret transmission of private information in wireless systems in presence of an eavesdropper. One is the direct transmission of the information to the intended receiver, where the transmitter has to simultaneously ensure the reliability and the secrecy of the information. The other is a two-phase approach, where two legitimated users first agree on a common and secret key, which they use afterwards to encrypt the information before it is transmitted. In this case, the secrecy and the reliability of the transmission are managed separately in the two phases. The secrecy of the transmitted messages mainly depends on reliable information or reasonable and justifiable assumptions about the channel to the potential eavesdropper. Perfect state information about the channel to a passive eavesdropper is not a rational assumption. Thus, we introduce a deterministic model for the uncertainty about this channel, which yields a set of possible eavesdropper channels. We consider the optimization of worst-case rates in systems with multi-antenna Gaussian channels for both approaches. We study which transmit strategy can yield a maximum rate if we assume that the eavesdropper can always observe the corresponding worst-case channel that reduces the achievable rate for the secret transmission to a minimum. For both approaches, we show that the resulting max-min problem over the matrices that describe the multi-antenna system can be reduced to an equivalent problem over the eigenvalues of these matrices. We characterize the optimal resource allocation under a sum power constraint over all antennas and derive waterfilling solutions for the corresponding worst-case channel to the eavesdropper for a constraint on the sum of all channel gains. We show that all rates converge to finite limits for high signal-to-noise ratios (SNR), if we do not restrict the number of antennas for the eavesdropper. These limits are characterized by the quotients of the eigenvalues resulting from the Gramian matrices of both channels. For the low-SNR regime, we observe a rate increase that depends only on the differences of these eigenvalues for the direct-transmission approach. For the key generation approach, there exists no dependence from the eavesdropper channel in this regime. The comparison of both approaches shows that the superiority of an approach over the other mainly depends on the SNR and the quality of the eavesdropper channel. The direct-transmission approach is advantageous for low SNR and comparably bad eavesdropper channels, whereas the key generation approach benefits more from high SNR and comparably good eavesdropper channels. All results are discussed in combination with numerous illustrations. / Der Fokus dieser Arbeit liegt auf der Abhörsicherheit der Datenübertragung, die auf der Übertragungsschicht, also durch geeignete Codierung und Ressourcenverteilung, erreicht werden kann. Die Grundlagen der Sicherheit auf der Übertragungsschicht wurden bereits in den 1970er Jahren von Wyner (1975), Csiszár und Körner (1978) formuliert. Jedoch ermöglicht erst der heutige technische Fortschritt, dass diese Ideen in zukünftigen Kommunikationssystemen Einzug finden können. Dies hat in den letzten Jahren zu einem gestiegenen Interesse an diesem Forschungsgebiet geführt. In der Arbeit werden zwei Ansätze zur abhörsicheren Datenübertragung in Funksystemen analysiert. Dies ist zum einen die direkte Übertragung der Information zum gewünschten Empfänger, wobei der Sender gleichzeitig die Zuverlässigkeit und die Abhörsicherheit der Übertragung sicherstellen muss. Zum anderen wird ein zweistufiger Ansatz betrachtet: Die beiden Kommunikationspartner handeln zunächst einen gemeinsamen sicheren Schlüssel aus, der anschließend zur Verschlüsselung der Datenübertragung verwendet wird. Bei diesem Ansatz werden die Abhörsicherheit und die Zuverlässigkeit der Information getrennt voneinander realisiert. Die Sicherheit der Nachrichten hängt maßgeblich davon ab, inwieweit zuverlässige Informationen oder verlässliche Annahmen über den Funkkanal zum Abhörer verfügbar sind. Die Annahme perfekter Kanalkenntnis ist für einen passiven Abhörer jedoch kaum zu rechtfertigen. Daher wird hier ein deterministisches Modell für die Unsicherheit über den Kanal zum Abhörer eingeführt, was zu einer Menge möglicher Abhörkanäle führt. Die Optimierung der sogenannten Worst-Case-Rate in einem Mehrantennensystem mit Gaußschem Rauschen wird für beide Ansätze betrachtet. Es wird analysiert, mit welcher Sendestrategie die maximale Rate erreicht werden kann, wenn gleichzeitig angenommen wird, dass der Abhörer den zugehörigen Worst-Case-Kanal besitzt, welcher die Rate der abhörsicheren Kommunikation jeweils auf ein Minimum reduziert. Für beide Ansätze wird gezeigt, dass aus dem resultierenden Max-Min-Problem über die Matrizen des Mehrantennensystems ein äquivalentes Problem über die Eigenwerte der Matrizen abgeleitet werden kann. Die optimale Ressourcenverteilung für eine Summenleistungsbeschränkung über alle Sendeantennen wird charakterisiert. Für den jeweiligen Worst-Case-Kanal zum Abhörer, dessen Kanalgewinne einer Summenbeschränkung unterliegen, werden Waterfilling-Lösungen hergeleitet. Es wird gezeigt, dass für hohen Signal-Rausch-Abstand (engl. signal-to-noise ratio, SNR) alle Raten gegen endliche Grenzwerte konvergieren, wenn die Antennenzahl des Abhörers nicht beschränkt ist. Die Grenzwerte werden durch die Quotienten der Eigenwerte der Gram-Matrizen beider Kanäle bestimmt. Für den Ratenanstieg der direkten Übertragung ist bei niedrigem SNR nur die Differenz dieser Eigenwerte maßgeblich, wohingegen für den Verschlüsselungsansatz in dem Fall keine Abhängigkeit vom Kanal des Abhörers besteht. Ein Vergleich zeigt, dass das aktuelle SNR und die Qualität des Abhörkanals den einen oder anderen Ansatz begünstigen. Die direkte Übertragung ist bei niedrigem SNR und verhältnismäßig schlechten Abhörkanälen überlegen, wohingegen der Verschlüsselungsansatz von hohem SNR und vergleichsweise guten Abhörkanälen profitiert. Die Ergebnisse der Arbeit werden umfassend diskutiert und illustriert.

In den letzten Jahrzehnten ist das globale Kommunikationssystem in einem immer größerem Maße ein integraler Bestandteil des täglichen Lebens geworden. Optische Kommunikationssysteme sind die technologische Basis für diese Entwicklung. Nur Fasern können die riesige benötigte Bandbreite bereitstellen. Während für die ersten optischen Übertragungssysteme die Faser als "flacher" Kanal betrachtet werden konnte, machen Wellenlängenmultiplex und steigende Übertragungsraten die Einbeziehung von immer mehr physikalischen Effekten notwendig. Bei einer Erhöhung der Kanaldatenrate auf 40 Gbit/s und mehr ist die statische Kompensation von chromatischer Dispersion nicht mehr ausreichend. Die intrinsische Toleranz der Modulationsformate gegenüber Dispersion nimmt quadratisch mit der Symbolrate ab. Daher können beispielsweise durch Umwelteinflüsse hervorgerufene Dispersionsschwankungen die Dispersionstoleranz der Modulationsformate überschreiten. Dies macht eine adaptive Dispersionskompensation notwendig, was gleichzeitig auch Dispersionsmonitoring erfordert, um den adaptiven Kompensator steuern zu können. Vorhandene Links können mit Restdispersionskompensatoren ausgestattet werden, um sie für Hochgeschwindigkeitsübertragungen zu ertüchtigen. Optische Kompensationstechniken sind unabhängig von der Kanaldatenrate. Daher wird eine Erhöhung der Datenrate problemlos unterstützt. Optische Kompensatoren können WDM-fähig gebaut werden, um mehrere Kanäle auf einmal zu entzerren. Das Buch beschäftigt sich mit optischen Delay-Line-Filtern als eine Klasse von optischen Kompensatoren. Die Filtersynthese von solchen Delay-Line-Filtern wird behandelt. Der Zusammenhang zwischen optischen Filtern und digitalen FIR-Filtern mit komplexen Koeffizienten im Zusammenhang mit kohärenter Detektion wird aufgezeigt. Iterative und analytische Methoden, die die Koeffizienten für dispersions- und dispersions-slope-kompensierende Filter produzieren, werden untersucht. Genauso wichtig wie die Kompensation von Dispersion ist die Schätzung der Dispersion eines Signals. Mit Delay-Line-Filtern können die Restseitenbänder eines Signals genutzt werden, um die Dispersion zu messen. Alternativ kann nichtlineare Detektion angewandt werden, um die Pulsverbreiterung, die hauptsächlich von der Dispersion herrührt, zu schätzen. Mit gemeinsamer Dispersionskompensation und Dispersionsmonitoring können Dispersionskompensatoren auf die Signalverzerrungen eingestellt werden. Spezielle Eigenschaften der Filter zusammen mit der analytischen Beschreibung können genutzt werden, um schnelle und zuverlässige Steueralgorithmen zur Filtereinstellung bereitzustellen. Schließlich wurden Prototypen derartiger faseroptischen Kompensatoren von chromatischer Dispersion und Dispersions-Slope hergestellt und charakterisiert. Die Einheiten und ihr Systemverhalten wird gezeigt und diskutiert. / Over the course of the past decades, the global communication system has become a central part of people's everyday lives. Optical communication systems are the technological basis for this development. Only fibers can provide the huge bandwidth that is required. Where the fiber could be regarded as a flat channel for the first optical transmission systems wavelength multiplexing and increasing line rates made it necessary to take more and more physical effects into account. When the line rates are increased to 40 Gbit/s and higher static chromatic dispersion compensation is not enough. The modulation format's intrinsic tolerance for dispersion decreases quadratically with the symbol rate. Thus, environmentally induced chromatic dispersion fluctuations may exceed the dispersion tolerance of the modulation formats. This makes an adaptive dispersion compensation necessary implying also the need for a monitoring scheme to steer the adaptive compensator. Legacy links that are CD-compensated by DCFs can be upgraded with residual dispersion compensators to make them ready for high speed transmission. Optical compensation is independent from the line rate. Hence, increasing the data rates is inherently supported. Optical compensators can be built WDM ready compensating multiple channels at once. The book deals with optical delay line filters as one class of optical compensators. The filter synthesis of such delay line filters is addressed. The connection between optical filters and digital FIR filters with complex coefficients that are used in conjunction with coherent detection could be shown. Iterative and analytical methods that produce the coefficients for dispersion (and also dispersion slope) compensating filters are researched. As important as the compensation of dispersion is the estimation of the dispersion of a signal. Using delay line filters, the vestigial sidebands of a signal can be used to measure the dispersion. Alternatively, nonlinear detection can be used to estimate the pulse broadening which is caused mainly by dispersion. With dispersion compensation and dispersion monitoring, dispersion compensators can be adapted to the signal's impairment. Special properties of the filter in conjunction with an analytical description can be used to provide a fast and reliable control algorithm for setting the filter to a given dispersion and centering it on a signal. Finally, prototypes of such fiber optic chromatic dispersion and dispersion slope compensation filters were manufactured and characterized. The device and system characterization of the prototypes is presented and discussed.

Für ereignisgesteuerte Systeme mit mehrdimensionalen Bewegungsabläufen wurde im Fachausschuss 4.12 "Bewegungssteuerungen für Be- und Verarbeitungsmaschinen" der VDI/VDE-Gesellschaft Mess- und Automatisierungstechnik (GMA) die VDI/VDE-Richtlinie 3684 "Beschreibung ereignisgesteuerter Bewegungsabläufe mit Funktionsplänen" als interdisziplinär verständliches und anschauliches Dokumentationsmittel und Entwurfswerkzeug erarbeitet. Mit der Blockbibliothek Funktionsplan auf Grundlage der in der Richtlinie 3684 vorgeschlagenen Systembeschreibung ist ein durchgängiger Entwurfsweg bis zur Überprüfung des Systemverhaltens ereignisgesteuerter Systeme mittels Simulation einschließlich frühzeitiger Erkennung von Fehlern im Entwurfsprozess und Kodegenerierung möglich. Die FUP Blockbibliothek liegt als Erweiterungs-Blockbibliothek für SIMULINK vor und wurde hinsichtlich ihrer wesentlichen Eigenschaften zur Simulation von ereignisgesteuerten Prozessen speziell in mechatronischen Systemen entwickelt. Die Blockikonen gewährleisten schon nach kurzer Einarbeitungszeit einen sicheren Einsatz der Blöcke, damit kann auf Blockkürzel im Sinne der Richtlinie zwecks besserer Übersichtlichkeit verzichtet werden. Zweisprachige Blockhilfen sind in Version 3.1 für alle Blöcke on-line verfügbar. Graphisch programmierte Funktionspläne können mittels Toolbox Funktionsplanprüfung vorzugsweise über GUI, bei Bedarf auch durch MATLAB Skripte, auf Eingabe- und Programmierfehler geprüft werden. Die Prüfung kann wahlweise vollständig oder auf ausgewählte Fehler erfolgen. Ergebnisausgaben sind entweder in gestraffter Form oder ausführlich einschließlich von Hinweisen möglich. Überprüft werden können Parameter (z.B. Zustands- u. FUP-Nummern, Variablen, Fehlerbehandlung), Syntax (vgl. Richtlinie), Sackgassen (erste/alle) und Rückführschleifen (Entkopplung). Hybride Funktionspläne sind in Echtzeitkode für eine Zielhardware übersetzbar. Voraussetzung ist ein Standard ANSI C Compiler. Die Blockbibliothek Funktionsplan ist eine kostengünstige, richtliniennahe Alternative und ermöglicht eine vom Normalablauf separate, graphisch programmierte Fehlerbehandlung ohne Verlust an Übersichtlichkeit. Die Anwendung der Blöcke wird durch 11 Beispiele veranschaulicht.:1. Einleitung 2. Ausgangspunkt Arbeitsdiagramm 3. Hybrider Funktionsplan 3.1 Begriffsbestimmung 3.2 Anwendungsbeispiel 3.3 Vom Arbeitsdiagramm zum Hybriden Funktionsplan 4. Steuerungstechnische Umsetzung 4.1 Auswahl einer Basissoftware 4.2 Maschinenkodeerzeugung mit der Basissoftware 5. Projektierung mit FUP 5.1 Eigenschaften der SIMULINK Blockbibliothek FUP 5.2 Projektierungsschritte 6. Ausblick / The department committee 4.12 "Motion control of machine tools and processing machines" of the VDI/VDE Society for Measurement and Automatic Control (GMA) has established a manufacturer-neutral guideline No. 3684 for event-driven systems with multi-dimensional motion sequences. This guide-line is entitled "Description of event-driven motion processes by function charts" and constitutes a graphically clear design and documentation tool that is well-suited for interdisciplinary application. The block library Function Chart has been defined based on system descriptions suggested in guideline 3684. This library makes available a uniform design procedure. It covers the documentation, the behaviour test of event-driven systems by means of simulation including the early detection of design process faults, the test of realization variants as well as the code generation. Block library Function Chart is an add-on library for SIMULINK. With regard to its essential features it has been developed for the design, simulation, code generation and the description of event-driven systems especially for mechatronics, mechanical and electrical engineering. The created block icons make it possible to get familiar with add-on library Function Chart within a short period of time whereupon block mnemonics may be hidden in order to get a high graphical clearness and to fulfil the requirements of the guideline. Versions 3.1 bilingual on-line block help is available for all blocks. Graphically programmed function charts may be checked for input and programming errors preferably with help of Toolbox "Function Chart Check" by means of GUI's and if necessary also by MATLAB scripts. The check may be done completely or alternatively for selected errors. Output of result is possible either in detail inclusively eventual hints or in shortened form. A function chart may be checked for parameter errors (e.g. state and FUP numbers, variables, error handling), syntax errors (see guideline), dead ends (first or all) and uncoupled loops (arithmetic loops). Standard ANSI C compiler availability stands for a precondition for real time code generation. The block library Function Chart offers a reasonable alternative and allows separate motion error handling sequences which are separated from normal motion sequences without any loss of a well-ordered graphical arrangement. Currently 11 examples demonstrate the application of the blocks.:1. Einleitung 2. Ausgangspunkt Arbeitsdiagramm 3. Hybrider Funktionsplan 3.1 Begriffsbestimmung 3.2 Anwendungsbeispiel 3.3 Vom Arbeitsdiagramm zum Hybriden Funktionsplan 4. Steuerungstechnische Umsetzung 4.1 Auswahl einer Basissoftware 4.2 Maschinenkodeerzeugung mit der Basissoftware 5. Projektierung mit FUP 5.1 Eigenschaften der SIMULINK Blockbibliothek FUP 5.2 Projektierungsschritte 6. Ausblick

Die enorme Steigerung der Leistungsfähigkeit integrierter Schaltkreise wird seit über 50 Jahren im Wesentlichen durch eine Verkleinerung der Bauelementdimensionen erzielt. Aufgrund des Erreichens physikalischer Grenzen kann dieser Trend, unabhängig von der Lösung technologischer Probleme, langfristig nicht fortgesetzt werden. Diese Arbeit beschäftigt sich mit der Entwicklung und Herstellung neuartiger Transistoren und Schaltungen, welche im Vergleich zu konventionellen Bauelementen funktionserweitert sind, wodurch ein zur Skalierung alternativer Ansatz vorgestellt wird. Ausgehend von gewachsenen und nominell undotierten Silizium-Nanodrähten wird die Herstellung von Schottky-Barrieren-Feldeffekttransistoren (SBFETs) mit Hilfe etablierter und selbst entwickelter Methoden beschrieben und die Ladungsträgerinjektion unter dem Einfluss elektrischer Felder an den dabei erzeugten abrupten Metall–Halbleiter-Grenzflächen analysiert. Zur Optimierung der Injektionsvorgänge dienen strukturelle Modifikationen, welche zu erhöhten ambipolaren Strömen und einer vernachlässigbaren Hysterese der SBFETs führen. Mit dem rekonfigurierbaren Feldeffekttransistor (RFET) konnte ein Bauelement erzeugt werden, bei dem sich Elektronen- und Löcherinjektion unabhängig und bis zu neun Größenordnungen modulieren lassen. Getrennte Topgate-Elektroden über den Schottkybarrieren ermöglichen dabei die reversible Konfiguration von unipolarer Elektronenleitung (n-Typ) zu Löcherleitung (p-Typ) durch eine Programmierspannung, wodurch die Funktionen konventioneller FETs in einem universellen Bauelement vereint werden. Messungen und 3D-FEM-Simulationen geben einen detaillierten Einblick in den elektrischen Transport und dienen der anschaulichen Beschreibung der Funktionsweise. Systematische Untersuchungen zu Änderungen im Transistoraufbau, den Abmessungen und der Materialzusammensetzung verdeutlichen, dass zusätzliche Strukturverkleinerungen sowie die Verwendung von Halbleitern mit niedrigem Bandabstand die elektrische Charakteristik dieser Transistoren weiter verbessern. Im Hinblick auf die Realisierung neuartiger Schaltungen wird ein Konzept beschrieben, die funktionserweiterten Transistoren in einer energieeffizienten Komplementärtechnologie (CMOS) nutzbar zu machen. Die dafür notwendigen gleichen Elektronen- und Löcherstromdichten konnten durch einen modifizierten Ladungsträgertunnelprozess infolge mechanischer Verspannungen an den Schottkyübergängen erzielt und weltweit erstmalig an einem Transistor gezeigt werden. Der aus einem <110>-Nanodraht mit 12 nm Si-Kerndurchmesser erzeugte elektrisch symmetrische RFET weist dabei eine bisher einzigartige Kennliniensymmetrie auf.Die technische Umsetzung des Schaltungskonzepts erfolgt durch die Integration zweier RFETs innerhalb eines Nanodrahts zum dotierstofffreien CMOS-Inverter, der flexibel programmiert werden kann. Die rekonfigurierbare NAND/NOR- Schaltung verdeutlicht, dass durch die RFET-Technologie die Bauelementanzahl reduziert und die Funktionalität des Systems im Vergleich zu herkömmlichen Schaltungen erhöht werden kann. Ferner werden weitere Schaltungsbeispiele sowie die technologischen Herausforderungen einer industriellen Umsetzung des Konzeptes diskutiert. Mit der funktionserweiterten, dotierstofffreien RFET-Technologie wird ein neuartiger Ansatz beschrieben, den technischen Fortschritt der Elektronik nach dem erwarteten Ende der klassischen Skalierung zu ermöglichen.:Kurzzusammenfassung Abstract 1 Einleitung 2 Nanodrähte als aktivesGebiet fürFeldeffekttransistoren 2.1 Elektrisches Potential und Ladungsträgertransport in Transistoren 2.1.1 Potentialverlauf 2.1.2 Ladungsträgerfluss und Steuerung 2.2 Der Metall-Halbleiter-Kontakt 2.2.1 Ladungsträgertransport über den Schottky-Kontakt 2.2.2 Thermionische Emission 2.2.3 Ladungsträgertunneln 2.2.4 Methoden zur Beschreibung der Gesamtinjektion 2.3 Der Schottkybarrieren-Feldeffekttransistor 2.4 Stand der Technik 2.4.1 Elektronische Bauelemente auf Basis von Nanoröhren und Nanodrähten 2.4.2 Rekonfigurierbare Transistoren und Schaltungen 2.5 Zusammenfassung 3 TechnologienzurHerstellung vonNanodraht-Transistoren 3.1 Herstellung von SB-Nanodraht-Transistoren mit Rückseitengatelektrode 3.1.1 Nanodraht-Strukturbildung durch VLS-Wachstum 3.1.2 Drahttransfer 3.1.3 Herstellung von Kontaktelektroden 3.1.4 Herstellung von Schottky-Kontakten innerhalb eines Nanodrahtes 3.2 Strukturerzeugung mittels Elektronenstrahllithographie 3.2.1 Schichtstrukturierung mittels Elektronenstrahllithographie 3.2.2 Strukturierung mittels ungerichteter Elektronenstrahllithographie 3.2.3 Justierte Strukturierung mittels Elektronenstrahllithographie 3.2.4 Justierte Strukturierung mittels feinangepasster Elektronenstrahllithographie 3.2.5 Justierte Strukturierung mittels kombinierter optischer und Elektronenstrahllithographie 3.3 Zusammenfassung 4 Realisierung und Optimierung siliziumbasierter Schottkybarrieren- Nanodraht-Transistoren 4.1 Nanodraht-Transistor mit einlegierten Silizidkontakten 4.1.1 Transistoren auf Basis von Nanodrähten in <112>-Richtung 4.1.2 Transistoren mit veränderten Abmessungen 4.2 Analyse und Optimierung der Gatepotentialverteilung im Drahtquerschnitt in Kontaktnähe 4.3 Si/SiO2 - Core/Shell Nanodrähte als Basis für elektrisch optimierte Transistoren 4.3.1 Si-Oxidation im Volumenmaterial 4.3.2 Si-Oxidation am Draht 4.3.3 Silizidierung innerhalb der Oxidhülle 4.3.4 Core/Shell-Nanodraht-Transistoren mit Rückseitengate 4.4 Analyse der Gatepotentialwirkung in Abhängigkeit des Abstands zur Barriere 4.5 Zusammenfassung 5 RFET - Der Rekonfigurierbare Feldeffekttransistor 5.1 Realisierung des RFET 5.2 Elektrische Charakteristik 5.2.1 Elektrische Beschaltung und Funktionsprinzip 5.2.2 Elektrische Messungen 5.2.3 Auswertung 5.3 Transporteigenschaften des rekonfigurierbaren Transistors 5.3.1 Tunnel- und thermionische Ströme im RFET 5.3.2 Analyse der Transportvorgänge mit Hilfe der numerischen Simulation 5.3.3 Schaltzustände des RFET 5.3.4 On-zu-Off Verhältnisse des RFET 5.3.5 Einfluss der Bandlücke auf das On- zu Off-Verhältnis 5.3.6 Abhängigkeiten von geometrischen, materialspezifischen und physikalischen Parametern 5.3.7 Skalierung des RFET 5.3.8 Längenskalierung des aktiven Gebietes 5.4 Vergleich verschiedener Konzepte zur Rekonfigurierbarkeit 5.5 Zusammenfassung 6 Schaltungen aus rekonfigurierbaren Bauelementen 6.1 Komplementäre Schaltkreise 6.1.1 Inverter 6.1.2 Universelle Gatter 6.1.3 Anforderungen an komplementäre Bauelemente 6.1.4 Individuelle Symmetrieanpassung statischer Transistoren 6.2 Rekonfigurierbare Transistoren als Bauelemente für komplementäre Elektronik 6.2.1 Analyse des RFET als komplementäres Bauelement 6.2.2 Bauelementbedingungen für eine rekonfigurierbare komplementäre Elektronik 6.3 Erzeugung eines RFETs für rekonfigurierbare komplementäre Schaltkreise 6.3.1 Möglichkeiten der Symmetrieanpassung 6.3.2 Erzeugung eines RFET mit elektrischer Symmetrie 6.3.3 Erzeugung und Aufbau des symmetrischen RFET 6.3.4 Elektrische Eigenschaften des symmetrischen RFET 6.4 Realisierung von komplementären rekonfigurierbaren Schaltungen 6.4.1 Integration identischer RFETs 6.4.2 RFET-basierter komplementärer Inverter 6.4.3 Rekonfigurierbarer CMOS-Inverter 6.4.4 PMOS/NMOS-Inverter 6.4.5 Zusammenfassung zur RFET-Inverterschaltung 6.4.6 Rekonfigurierbarer NAND/NOR-Schaltkreis 6.5 Zusammenfassung und Diskussion 7 Zusammenfassung und Ausblick 7.1 Zusammenfassung 7.2 Ausblick Anhang Symbol- und Abkürzungsverzeichnis Literaturverzeichnis Publikations- und Vortragsliste Danksagung Eidesstattliche Erklärung / The enormous increase in performance of integrated circuits has been driven for more than 50 years, mainly by reducing the device dimensions. This trend cannot continue in the long term due to physical limits being reached. The scope of this thesis is the development and fabrication of novel kinds of transistors and circuits that provide higher functionality compared to the classical devices, thus introducing an alternative approach to scaling. The fabrication of Schottky barrier field effect transistors (SBFETs) based on nominally undoped grown silicon nanowires using established and developed techniques is described. Further the charge carrier injection in the fabricated metal to semiconductor interfaces is analyzed under the influence of electrical fields. Structural modifications are used to optimize the charge injection resulting in increased ambipolar currents and negligible hysteresis of the SBFETs. Moreover, a device has been developed called the reconfigurable field-effect transistor (RFET), in which the electron and hole injection can be independently controlled by up to nine orders of magnitude. This device can be reversibly configured from unipolar electron conducting (ntype) to hole conducting (p-type) by the application of a program voltage to the two individual top gate electrodes at the Schottky junctions. So the RFET merges the functionality of classical FETs into one universal device. Measurements and 3D finite element method simulations are used to analyze the electrical transport and to describe the operation principle. Systematic investigations of changes in the device structure, dimensions and material composition show enhanced characteristics in scaled and low bandgap semiconductor RFET devices. For the realization of novel circuits, a concept is described to use the enhanced functionality of the transistors in order to realize energy efficient complementary circuits (CMOS). The required equal electron and hole current densities are achieved by the modification of charge carrier tunneling due to mechanical stress and are shown for the first time ever on a transistor. An electrically symmetric RFET based on a compressive strained nanowire in <110> crystal direction and 12 nm silicon core diameter exhibits unique electrical symmetry. The circuit concept is demonstrated by the integration of two RFETs on a single nanowire, thus realizing a dopant free CMOS inverter which can be programmed flexibly. The reconfigurable NAND/NOR shows that the RFET technology can lead to a reduction of the transistor count and can increase the system functionality. Additionally, further circuit examples and the challenges of an industrial implementation of the concept are discussed.The enhanced functionality and dopant free RFET technology describes a novel approach to maintain the technological progress in electronics after the expected end of classical device scaling.:Kurzzusammenfassung Abstract 1 Einleitung 2 Nanodrähte als aktivesGebiet fürFeldeffekttransistoren 2.1 Elektrisches Potential und Ladungsträgertransport in Transistoren 2.1.1 Potentialverlauf 2.1.2 Ladungsträgerfluss und Steuerung 2.2 Der Metall-Halbleiter-Kontakt 2.2.1 Ladungsträgertransport über den Schottky-Kontakt 2.2.2 Thermionische Emission 2.2.3 Ladungsträgertunneln 2.2.4 Methoden zur Beschreibung der Gesamtinjektion 2.3 Der Schottkybarrieren-Feldeffekttransistor 2.4 Stand der Technik 2.4.1 Elektronische Bauelemente auf Basis von Nanoröhren und Nanodrähten 2.4.2 Rekonfigurierbare Transistoren und Schaltungen 2.5 Zusammenfassung 3 TechnologienzurHerstellung vonNanodraht-Transistoren 3.1 Herstellung von SB-Nanodraht-Transistoren mit Rückseitengatelektrode 3.1.1 Nanodraht-Strukturbildung durch VLS-Wachstum 3.1.2 Drahttransfer 3.1.3 Herstellung von Kontaktelektroden 3.1.4 Herstellung von Schottky-Kontakten innerhalb eines Nanodrahtes 3.2 Strukturerzeugung mittels Elektronenstrahllithographie 3.2.1 Schichtstrukturierung mittels Elektronenstrahllithographie 3.2.2 Strukturierung mittels ungerichteter Elektronenstrahllithographie 3.2.3 Justierte Strukturierung mittels Elektronenstrahllithographie 3.2.4 Justierte Strukturierung mittels feinangepasster Elektronenstrahllithographie 3.2.5 Justierte Strukturierung mittels kombinierter optischer und Elektronenstrahllithographie 3.3 Zusammenfassung 4 Realisierung und Optimierung siliziumbasierter Schottkybarrieren- Nanodraht-Transistoren 4.1 Nanodraht-Transistor mit einlegierten Silizidkontakten 4.1.1 Transistoren auf Basis von Nanodrähten in <112>-Richtung 4.1.2 Transistoren mit veränderten Abmessungen 4.2 Analyse und Optimierung der Gatepotentialverteilung im Drahtquerschnitt in Kontaktnähe 4.3 Si/SiO2 - Core/Shell Nanodrähte als Basis für elektrisch optimierte Transistoren 4.3.1 Si-Oxidation im Volumenmaterial 4.3.2 Si-Oxidation am Draht 4.3.3 Silizidierung innerhalb der Oxidhülle 4.3.4 Core/Shell-Nanodraht-Transistoren mit Rückseitengate 4.4 Analyse der Gatepotentialwirkung in Abhängigkeit des Abstands zur Barriere 4.5 Zusammenfassung 5 RFET - Der Rekonfigurierbare Feldeffekttransistor 5.1 Realisierung des RFET 5.2 Elektrische Charakteristik 5.2.1 Elektrische Beschaltung und Funktionsprinzip 5.2.2 Elektrische Messungen 5.2.3 Auswertung 5.3 Transporteigenschaften des rekonfigurierbaren Transistors 5.3.1 Tunnel- und thermionische Ströme im RFET 5.3.2 Analyse der Transportvorgänge mit Hilfe der numerischen Simulation 5.3.3 Schaltzustände des RFET 5.3.4 On-zu-Off Verhältnisse des RFET 5.3.5 Einfluss der Bandlücke auf das On- zu Off-Verhältnis 5.3.6 Abhängigkeiten von geometrischen, materialspezifischen und physikalischen Parametern 5.3.7 Skalierung des RFET 5.3.8 Längenskalierung des aktiven Gebietes 5.4 Vergleich verschiedener Konzepte zur Rekonfigurierbarkeit 5.5 Zusammenfassung 6 Schaltungen aus rekonfigurierbaren Bauelementen 6.1 Komplementäre Schaltkreise 6.1.1 Inverter 6.1.2 Universelle Gatter 6.1.3 Anforderungen an komplementäre Bauelemente 6.1.4 Individuelle Symmetrieanpassung statischer Transistoren 6.2 Rekonfigurierbare Transistoren als Bauelemente für komplementäre Elektronik 6.2.1 Analyse des RFET als komplementäres Bauelement 6.2.2 Bauelementbedingungen für eine rekonfigurierbare komplementäre Elektronik 6.3 Erzeugung eines RFETs für rekonfigurierbare komplementäre Schaltkreise 6.3.1 Möglichkeiten der Symmetrieanpassung 6.3.2 Erzeugung eines RFET mit elektrischer Symmetrie 6.3.3 Erzeugung und Aufbau des symmetrischen RFET 6.3.4 Elektrische Eigenschaften des symmetrischen RFET 6.4 Realisierung von komplementären rekonfigurierbaren Schaltungen 6.4.1 Integration identischer RFETs 6.4.2 RFET-basierter komplementärer Inverter 6.4.3 Rekonfigurierbarer CMOS-Inverter 6.4.4 PMOS/NMOS-Inverter 6.4.5 Zusammenfassung zur RFET-Inverterschaltung 6.4.6 Rekonfigurierbarer NAND/NOR-Schaltkreis 6.5 Zusammenfassung und Diskussion 7 Zusammenfassung und Ausblick 7.1 Zusammenfassung 7.2 Ausblick Anhang Symbol- und Abkürzungsverzeichnis Literaturverzeichnis Publikations- und Vortragsliste Danksagung Eidesstattliche Erklärung

Die vorliegende Arbeit behandelt den Modularen Mehrpunktstromrichter M2C, der eine aufstrebende Mehrpunktstromrichtertopologie im Mittelspannungs- und Hochspannungsbereich ist. Die modulare Struktur des Stromrichters enthält in einem Stromrichterzweig eine Reihenschaltung aus identischen Submodulen (Zellen) und einer Spule. Der gesamte Stromrichter ist aus sechs Zweigen aufgebaut. Somit hängt die Anzahl der Spannungsstufen in den Leiter-Leiter-Spannungen von der zunächst beliebigen Anzahl der Submodule ab. Zur Untersuchung dieser komplexen Stromrichtertopologie werden zwei Simulationsmodelle hergeleitet: das kontinuierliche Modell und das diskrete Modell. Dafür wird das elektrische Schaltbild durch ein gewöhnliches Differenzialgleichungssystem beschrieben, wobei die Schaltzustände der Leistungshalbleiter durch sogenannte Schaltfunktionen abgebildet werden. Das kontinuierliche Modell verwendet Schaltfunktionen, die Werte in einem kontinuierlichen Intervall annehmen können. Bei Vorgabe der Zweigströme und Sternpunktspannung können die Lösungen der anderen Systemgrößen analytisch berechnet werden. Für den allgemeinen Fall ist dies numerisch möglich. Im Gegensatz dazu verwendet das diskrete Modell diskrete Schaltfunktionen. Es wird durch numerische Integrationsverfahren mit dem Schaltungssimulator MATLAB/Plecs simuliert. Eine spezielle Eigenschaft dieses Stromrichters sind seine inneren, an den Ein- und Ausgangsklemmen nicht messbaren Ströme: die sogenannten Kreisströme. Diese Stromanteile werden erstmalig mathematisch im Zeitbereich definiert und die Harmonischen hergeleitet, die sich für einen symmetrischen Betrieb des Stromrichters ergeben. Für das diskrete Modell wird eine Zweigstromregelung implementiert. Die Anfangswerte der Spulen und Kondensatoren werden durch die analytischen Gleichungen des kontinuierlichen Modells so berechnet, dass sich der eingeschwungene Zustand ergibt. Der M2C besitzt keinen großen, sondern viele verteilte Energiespeicher: die Submodulkondensatoren. Die gespeicherte Energie sollte symmetrisch verteilt sein. Dafür werden drei Möglichkeiten der Energieänderung hergeleitet und deren Effektivität gezeigt. Eine andere Untersuchung betrifft die Stromaufteilung innerhalb der Submodule auf den jeweils oberen und unteren Leistungshalbleiter. Dabei wird die Stromaufteilung für verschiedene Phasenwinkel und Kreisströme gezeigt. Der Einfluss der schwankenden Kondensatorspannungen auf die Leiter-Leiter-Spannungen sowie die Anzahl der Spannungsstufen in den Leiter-Leiter-Spannungen werden mit dem diskreten Modell untersucht. Die Genauigkeit der Simulationsmodelle wird mit Hilfe eines Prototyps des M2Cs überprüft, der von der Fa. Siemens entwickelt wurde. Es werden charakteristische Strom- und Spannungsverläufe gemessen und den simulierten Verläufen der beiden Simulationsmodelle gegenübergestellt. Die Auslegung des Leistungsteils gliedert sich in die Auslegung der Submodulkondensatoren und die der Leistungshalbleiter. Zuerst wird die Kapazität der Submodulkondensatoren auf der Grundlage von drei verschiedenen Kondensatorspezifikationen mit Hilfe eines iterativen Algorithmus minimiert. Dies wird sowohl für kreisstromfreie als auch für optimierte kreisstrombehaftete Betriebsweisen mit dem kontinuierlichen Modell durchgeführt. Im nächsten Schritt werden die Leistungshalbleiter mit dem diskreten Modell dimensioniert. Dafür wird ein Stromfaktor definiert, der eine ideale Parallelschaltung von mehreren Leistungshalbleitern beschreibt. Die Verluste, die Verlustverteilung sowie die Sperrschichttemperaturen in den Leistungshalbleitern für verschiedene Phasenwinkel zeigen das Verhalten des Stromrichters in verschiedenen Arbeitspunkten.:Kurzbeschreibung i Abstract iii Danksagung v Abbildungsverzeichnis xi Tabellenverzeichnis xvii Abkürzungsverzeichnis xix 0 Einleitung 1 1 Stand der Technik bei Mittelspannungsstromrichtern 3 1.1 Neutral-Point-Clamped Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . 5 1.2 Cascaded H-Bridge Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . . . 8 1.3 Flying Capacitor Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . . . . 10 2 Modularer Mehrpunktstromrichter 13 2.1 Aufbau . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13 2.2 Prinzipielle Funktionsweise . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15 2.2.1 Spannungserzeugung durch die Submodule . . . . . . . . . . . . . 15 2.2.2 Symmetrierung der Kondensatorspannungen . . . . . . . . . . . . 16 2.2.3 Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 2.3 Stand der Technik . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 2.4 Strukturelle Eigenschaften . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 2.4.1 Vorteile . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 2.4.2 Nachteile . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21 2.5 Motivation der Dissertation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22 3 Modellierung des Modularen Mehrpunktstromrichters 25 3.1 Verlust- und Sperrschichttemperaturberechnung von IGBT-Modulen . . . . 25 3.1.1 Stromfaktor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26 3.1.2 Verlustberechnung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26 3.1.2.1 Durchlassverluste . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27 3.1.2.2 Schaltverluste . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28 3.1.3 Thermisches Ersatzschaltbild . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30 3.2 Modellierung eines Antriebs mit Modularem Mehrpunktstromrichter . . . . 31 3.2.1 Schaltungsmodell mit einem Submodul pro Zweig . . . . . . . . . 31 3.2.2 Differenzialgleichungssystem für das Schaltungsmodell mit einem Submodul pro Zweig . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33 3.2.3 Das diskrete Modell . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36 3.2.4 Das kontinuierliche Modell . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37 4 Analyse und Simulation des Modularen Mehrpunktstromrichters 43 4.1 Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43 4.1.1 Definition der Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44 4.1.2 Harmonische der Kreisströme für den symmetrischen Betrieb . . . 45 4.2 Verfahren zur Erzeugung der Schaltsignale des diskreten Modells . . . . . . 49 4.3 Annahmen für die Simulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54 4.3.1 Daten des exemplarischen Simulationsmodells . . . . . . . . . . . 54 4.3.2 Anfangswertbestimmung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56 4.3.2.1 Spulenströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56 4.3.2.2 Kondensatorspannungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58 4.4 Analyse der Simulationsergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61 4.4.1 Verläufe charakteristischer Stromrichtergrößen . . . . . . . . . . . 61 4.4.2 Vergleich des kontinuierlichen und des diskreten Modells . . . . . . 69 4.4.3 Möglichkeiten der Verschiebung der gespeicherten Energie der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 78 4.4.3.1 Änderung der gespeicherten Energie einer Stromrichterphase . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 79 4.4.3.2 Verschiebung der gespeicherten Energie innerhalb einer Stromrichterphase . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 86 4.4.3.3 Änderung der gespeicherten Energien unter Verwendung der Sternpunktspannung . . . . . . . . . . . . . . . . . . 94 4.4.4 Stromaufteilung innerhalb der Submodule . . . . . . . . . . . . . . 95 4.4.5 Einfluss der schwankenden Kondensatorspannungen auf die Leiter- Leiter-Spannungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 102 5 Messtechnische Überprüfung der Simulationsmodelle 109 5.1 Versuchsaufbau . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 109 5.2 Messergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 112 5.2.1 Modularer Mehrpunktstromrichter mit dreiphasiger induktiver Last 112 5.2.2 Modularer Mehrpunktstromrichter mit Maschinenlast . . . . . . . . 123 6 Auslegung des Leistungsteils 133 6.1 Kondensatorspezifikation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 133 6.2 Iterativer Algorithmus zur Bestimmung der minimalen Submodulkapazität . 135 6.3 Kreisstromfreier Betrieb . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1 Auslegung der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1.1 Vorgehensweise . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1.2 Ergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 140 6.3.2 Auslegung der Leistungshalbleiter . . . . . . . . . . . . . . . . . . 143 6.3.2.1 Leistungshalbleiteraufwand . . . . . . . . . . . . . . . . 143 6.3.2.2 Verlustverteilung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 145 6.4 Betrieb mit optimierten Kreisströmen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1 Auslegung der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1.1 Algorithmus . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1.2 Ergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 151 6.4.2 Auslegung der Leistungshalbleiter . . . . . . . . . . . . . . . . . . 157 6.4.2.1 Leistungshalbleiteraufwand . . . . . . . . . . . . . . . . 157 6.4.2.2 Verlustverteilung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 159 7 Zusammenfassung der Dissertation 163 Literaturverzeichnis 169 / This thesis deals with the Modular Multilevel Converter M2C, an emerging and highly attractive multilevel converter topology for medium and high voltage applications. One of the most significant benefits of the M2C is its modular structure - the converter is composed of six converter arms, where each arm consists of a series connection of identical submodules (cells) and an inductor. Thus, the number of distinct voltage levels available for the line-to-line voltages is proportional to the number of submodules, which is in principle arbitrary. For the investigation of this complex converter topology, two simulation models - a continuous model and a discrete model - are derived. For this purpose, the electrical circuit is described by a system of ordinary differential equations where the switching states of the power semiconductors are represented by the so-called switching functions. The continuous model results from the analytical solution of the differential equations with a continuous interpretation of the switching functions. In contrast, the discrete model uses discrete switching functions and is computed using numeric integration methods with MATLAB/Plecs. One aspect of particular significance with the M2C is the topic of inner currents: the so-called circulating currents. In this thesis, these current components are defined mathematically in the time domain for the first time and the harmonics of the circulating currents for symmetrical operation of the converter are derived. For the discrete model, closed-loop control of the arm currents is implemented. Initial values for the inductors and capacitors are derived using the analytical equations of the continuous model. The M2C has several distributed energy storage elements: the submodule capacitors. The stored energy must be distributed evenly amongst these capacitors. To achieve this, three methods of energy distribution are presented. Another focus of this investigation is the current sharing between the upper and lower power semiconductor within the submodules. For different load phase angles and circulating currents, the current distribution is depicted. The influence of the floating capacitor voltages on the line-to-line voltages as well as the of number of discrete voltage levels in the line-to-line voltages are investigated with the discrete model. The accuracy of the simulation models is verified by experimentation with a prototype of the M2C from the company Siemens. The experimental results are compared with simulation results from the two simulation models. The dimensioning of the power components of the elecrical circuit is divided into two parts: the first for the submodule capacitors and the second for the power semiconductors. Initially, the capacitance of the submodule capacitors are minimized by an iterative algorithm on the basis of three different capacitor specifications. This computation is done using the continuous converter model for converter operation neglecting circulating currents and with optimized circulating currents. In the next step, the power semiconductors are dimensioned using the discrete model and assuming a defined current factor, which describes the ideal parallel connection of several semiconductors. The losses, the loss distribution, and the junction temperatures in the power semiconductors for different load phase angles describe the behavior of the converter for different operating points.:Kurzbeschreibung i Abstract iii Danksagung v Abbildungsverzeichnis xi Tabellenverzeichnis xvii Abkürzungsverzeichnis xix 0 Einleitung 1 1 Stand der Technik bei Mittelspannungsstromrichtern 3 1.1 Neutral-Point-Clamped Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . 5 1.2 Cascaded H-Bridge Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . . . 8 1.3 Flying Capacitor Voltage Source Converter . . . . . . . . . . . . . . . . . 10 2 Modularer Mehrpunktstromrichter 13 2.1 Aufbau . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13 2.2 Prinzipielle Funktionsweise . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15 2.2.1 Spannungserzeugung durch die Submodule . . . . . . . . . . . . . 15 2.2.2 Symmetrierung der Kondensatorspannungen . . . . . . . . . . . . 16 2.2.3 Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 2.3 Stand der Technik . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 2.4 Strukturelle Eigenschaften . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 2.4.1 Vorteile . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 2.4.2 Nachteile . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21 2.5 Motivation der Dissertation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22 3 Modellierung des Modularen Mehrpunktstromrichters 25 3.1 Verlust- und Sperrschichttemperaturberechnung von IGBT-Modulen . . . . 25 3.1.1 Stromfaktor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26 3.1.2 Verlustberechnung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26 3.1.2.1 Durchlassverluste . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27 3.1.2.2 Schaltverluste . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28 3.1.3 Thermisches Ersatzschaltbild . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30 3.2 Modellierung eines Antriebs mit Modularem Mehrpunktstromrichter . . . . 31 3.2.1 Schaltungsmodell mit einem Submodul pro Zweig . . . . . . . . . 31 3.2.2 Differenzialgleichungssystem für das Schaltungsmodell mit einem Submodul pro Zweig . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33 3.2.3 Das diskrete Modell . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36 3.2.4 Das kontinuierliche Modell . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37 4 Analyse und Simulation des Modularen Mehrpunktstromrichters 43 4.1 Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43 4.1.1 Definition der Kreisströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44 4.1.2 Harmonische der Kreisströme für den symmetrischen Betrieb . . . 45 4.2 Verfahren zur Erzeugung der Schaltsignale des diskreten Modells . . . . . . 49 4.3 Annahmen für die Simulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54 4.3.1 Daten des exemplarischen Simulationsmodells . . . . . . . . . . . 54 4.3.2 Anfangswertbestimmung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56 4.3.2.1 Spulenströme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56 4.3.2.2 Kondensatorspannungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58 4.4 Analyse der Simulationsergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61 4.4.1 Verläufe charakteristischer Stromrichtergrößen . . . . . . . . . . . 61 4.4.2 Vergleich des kontinuierlichen und des diskreten Modells . . . . . . 69 4.4.3 Möglichkeiten der Verschiebung der gespeicherten Energie der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 78 4.4.3.1 Änderung der gespeicherten Energie einer Stromrichterphase . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 79 4.4.3.2 Verschiebung der gespeicherten Energie innerhalb einer Stromrichterphase . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 86 4.4.3.3 Änderung der gespeicherten Energien unter Verwendung der Sternpunktspannung . . . . . . . . . . . . . . . . . . 94 4.4.4 Stromaufteilung innerhalb der Submodule . . . . . . . . . . . . . . 95 4.4.5 Einfluss der schwankenden Kondensatorspannungen auf die Leiter- Leiter-Spannungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 102 5 Messtechnische Überprüfung der Simulationsmodelle 109 5.1 Versuchsaufbau . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 109 5.2 Messergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 112 5.2.1 Modularer Mehrpunktstromrichter mit dreiphasiger induktiver Last 112 5.2.2 Modularer Mehrpunktstromrichter mit Maschinenlast . . . . . . . . 123 6 Auslegung des Leistungsteils 133 6.1 Kondensatorspezifikation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 133 6.2 Iterativer Algorithmus zur Bestimmung der minimalen Submodulkapazität . 135 6.3 Kreisstromfreier Betrieb . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1 Auslegung der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1.1 Vorgehensweise . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 136 6.3.1.2 Ergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 140 6.3.2 Auslegung der Leistungshalbleiter . . . . . . . . . . . . . . . . . . 143 6.3.2.1 Leistungshalbleiteraufwand . . . . . . . . . . . . . . . . 143 6.3.2.2 Verlustverteilung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 145 6.4 Betrieb mit optimierten Kreisströmen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1 Auslegung der Submodulkondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1.1 Algorithmus . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 148 6.4.1.2 Ergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 151 6.4.2 Auslegung der Leistungshalbleiter . . . . . . . . . . . . . . . . . . 157 6.4.2.1 Leistungshalbleiteraufwand . . . . . . . . . . . . . . . . 157 6.4.2.2 Verlustverteilung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 159 7 Zusammenfassung der Dissertation 163 Literaturverzeichnis 169

Gasisolierte Systeme im Gleichspannungsbetrieb vereinen für Anwendungen moderner Energieübertragung die Forderungen nach kleinräumigen Anlagen und verlustarmem Energietransport über große Entfernungen. Für einen zuverlässigen und sicheren Betrieb muss das Verhalten der eingesetzten Gas-Feststoff-Isolierung im technologischen System bis an die Grenzen des Isolationsvermögens bekannt sein. Gegenstand der vorliegenden Arbeit ist deshalb das Überschlagsverhalten von Gas-Feststoff-Isoliersystemen unter Gleichspannungsbelastung. Dabei stehen zwei wesentliche Einflussfaktoren im Vordergrund: die Temperatur, motiviert durch reale Stromwärmeverluste, und eine feste Störstelle auf der Gas-Feststoff-Grenzfläche, motiviert durch in der Praxis nicht völlig auszuschließende, metallische Partikel. Die Effekte dieser beiden Parameter auf die Feldverteilung, die Oberflächen- und Raumladungsbildung sowie das Isolationsvermögen bei Gleichspannung werden zunächst in zwei Versuchsanordnungen separat experimentell untersucht. Anschließend wird deren Zusammenwirken und gegenseitige Beeinflussung im Gesamtsystem analysiert. Die betriebsbedingte Erwärmung der Leiter gasisolierter Systeme führt zu einer inhomogenen Temperaturverteilung, die sich auf die Eigenschaften der Isolierstoffe Gas und Epoxidharz auswirkt. Die von der Temperatur abhängige Leitfähigkeit der Feststoffisolatoren führt zu einer temperaturabhängigen Feldverteilung, bei der sich der Ort der Höchstfeldstärke verschiebt. Dabei kann sich der Absolutwert der Höchstfeldstärke erhöhen und somit das Isolationsvermögen verringern. Gleichzeitig weist das Isoliergas nahe des erwärmten Leiters lokal eine geringere Dichte und damit eine geringere dielektrische Festigkeit auf. Die thermisch bedingte Minderung des Isolationsvermögens bei Gleichspannung beträgt in der untersuchten Anordnung (25 ... 35) %. In den schwach inhomogenen Feldern gasisolierter Anlagen erweisen sich metallische Partikel auf Isolatoren ab drei Millimetern Länge als besonders kritisch. Bei einem Gasdruck unterhalb von 0,3 MPa setzen an den Partikelspitzen zum Teil bereits ab 50 % der Durchschlagsspannung ohne Partikel Teilentladungen ein, sodass die Koronastabilisierung zu einer vergleichsweise hohen Überschlagsspannung führt. Durch diese stabilen Glimmentladungen kann die Störstelle bei Gleichspannung durch die üblichen Detektionsverfahren jedoch nicht zweifelsfrei nachgewiesen werden. Oberhalb von 0,3 MPa treten vor dem Überschlag keine Teilentladungen auf. Aufgrund der fehlenden Koronastabilisierung kann die Isolationsfestigkeit durch einen erhöhten Gasdruck nicht oder nur stark unterproportional gesteigert werden. Die mit der Modellanordnung gewonnenen Erkenntnisse sind nachweislich auf Isolatoren kommerzieller Anlagen übertragbar. Das in der vorliegenden Arbeit untersuchte Überschlagsverhalten von Gas-Feststoff-Isoliersystemen unter Gleichspannungsbelastung wird maßgeblich durch die Temperaturverteilung und durch feste Störstellen auf der Grenzfläche beeinflusst. Oberflächen- und Raumladungen verändern das üblicherweise ohmsch-kapazitiv beschriebene Verhalten des Isolierstoffsystems bei Gleich- und Mischspannungsbelastung. Der Einfluss zusätzlicher Ladungsträger auf die stark temperaturabhängige Feldumbildung demonstriert, dass das Isoliergas in diesem Fall mit teilchendichte- und feldstärkeabhängigen Drift- und Diffusionsprozessen zur Modellierung des transienten Verhaltens von Gleichspannungssystemen berücksichtigt werden muss. Die Untersuchung des Systemverhaltens an den Grenzen des Isolationsvermögens ist wichtiger Bestandteil bei der Entwicklung innovativer Technologien der modernen Energieübertragung bei steigender Übertragungsleistung. / DC operated gas-insulated systems combine the demand for space saving installations and lowloss energy transport over long distances for applications of recent energy transmission. In order to ensure a reliable and safe operation, the behaviour of the gas-solid insulation, which is used in the technological system, has to be known up to the limits of the insulation properties. Hence, this thesis deals with the flashover behaviour of gas-solid insulation systems under DC voltage stress. Thereby, it focuses on two main influence factors: the temperature, due to real current heat losses, and an adhesive defect on the gas-solid interface, due to metallic particles that cannot be fully excluded in practice. Firstly, it is investigated experimentally in two test arrangements, how each parameter separately affects the electrical field distribution, the surface and volume charge accumulation and the insulation performance under DC voltage stress. Following that, their interaction and mutual influence is analysed in the whole system. Due to operating currents, the heating of the conductors in gas-insulated systems causes an inhomogeneous temperature distribution, that affects the properties of the insulating materials gas and epoxy resin. The temperature-dependent conductivity of the solid insulators leads to a temperature-dependent field distribution. Thereby, the location of the highest field strength is shifted. Since the absolute value of the highest field strength can increase, the insulation performance can decrease. Simultaneously, the insulating gas close to the heated conductor locally has a lower gas density and therefore a lower dielectric strength. The thermal related reduction of the insulation performance under DC voltage stress amounts to (25 ... 35) % in the investigated arrangement. Metallic particles, with a length of more than three millimetres and adhering on spacers, turn out to be particularly critical in the weakly inhomogeneous field of gas-insulated systems. At pressures below 0,3 MPa, partial discharges at the particle tips partly ignite already at 50 %of the breakdown voltage without a particle. The corona stabilisation leads to a relatively high flashover voltage. However, due to these stable glow discharges under DC voltage stress, the defect can not be unequivocally proven by usual detection methods. Above 0,3 MPa, no partial discharges occur before the flashover. Due to the missing corona stabilisation, with a higher gas pressure, the insulation strength is not or only disproportionately low increasing. The findings gained with the model arrangement are evidently applicable to spacers of commercial installations. The flashover behaviour of gas-solid insulation systems under DC voltage stress, examined in this thesis, is influenced significantly by the temperature distribution and adhesive particles on the interface. Surface and volume charges change the generally resistive-capacitive described behaviour of the insulation system under DC and superimposed voltage stress. The influence of additional charge carriers on the strongly temperature-dependent field transition demonstrates, that in this case, the insulating gas with its drift and diffusion processes, depending on the particle density and the field strength, has to be considered, when modelling the transient behaviour of DC operated systems. Investigating the system behaviour to the limits of the insulation properties is a crucial element of developing innovative technologies of the modern energy transmission at increasing transmissions powers.

Eine angemessene Qualität der Elektroenergie ist Grundvoraussetzung für den störungsfreien Betrieb aller angeschlossenen Geräte und Anlagen und spielt in den Verteilungsnetzen moderner Industriegesellschaften wie Deutschland eine zentrale Rolle. Die Elektroenergiequalität (EEQ) wird in Strom- und Spannungsqualität unterteilt. Während die Stromqualität maßgeblich im Verantwortungsbereich der Hersteller von Geräten und Anlagen liegt, sind für die Sicherung einer angemessenen Spannungsqualität im Wesentlichen die Netzbetreiber verantwortlich. Durch die technische Weiterentwicklung bspw. neuer Gerätetechnologien und die zunehmende Integration dezentraler Erzeugungsanlagen wie Photovoltaikanlagen ist zu erwarten, dass die EEQ auch künftig weiter an Bedeutung gewinnt. Die EEQ im Niederspannungsverteilungsnetz ist abhängig von Ort und Zeit und wird durch verschiedene Qualitätskenngrößen beschrieben. Die örtliche und zeitliche Abhängigkeit resultieren aus einer Vielzahl verschiedener Einflussfaktoren, welche sich entweder der elektrischen oder der nicht-elektrischen Umgebung des betrachteten Verteilungsnetzes zuordnen lassen. Die elektrische Umgebung wird durch die Art und Anzahl angeschlossener Verbraucher bzw. Erzeuger (Abnehmer- bzw. Erzeugerstruktur) sowie Struktur und technische Parameter des Verteilungsnetzes (Netzstruktur) bestimmt. Die nicht-elektrische Umgebung umfasst u.a. Einflüsse der klimatischen Umgebung wie bspw. Temperatur oder Globalstrahlung. Ziel dieser Arbeit ist die systematische Identifikation korrelativer Zusammenhänge zwischen den genannten Umgebungseinflüssen und der EEQ sowie deren Quantifizierung auf Basis geeigneter Indizes und Kenngrößen. Die Ergebnisse der Arbeit helfen grundlegende Prinzipien der Ausprägung der Elektroenergiequalität im öffentlichen Verteilungsnetz besser zu verstehen sowie die Verteilungsnetze im Hinblick auf die Elektroenergiequalität zu charakterisieren und zu klassifizieren. Analog zu den Standard-Lastprofilen erfolgt die Definition von Standard-Qualitätsprofilen. / Power quality levels in public low voltage grids are influenced by many factors which can either be assigned to the electrical environment (connected consumers, connected genera-tion, network characteristics) or to the non-electrical environment (e.g. climatic conditions) at the measurement site. Type and amount of connected consumers (consumer topology) are expected to have a very high impact on power quality (PQ) levels. The generation topology is characterized by number and kind of equipment and generating installations like photovoltaic systems which are connected to the LV grid. The electrical parameters of the grid define the network topology. The parameters which are most suitable to describe each of the three topologies and the climatic environment will be identified. Voltage and current quality in public low voltage (LV) grids vary depending on location and time. They are quantified by a set of different parameters which either belong to events (e.g. dips) or to variations (e.g. harmonics). This thesis exclusively addresses continuous parameters describing variations. Continuous phenomena like harmonics are closely linked to an one-day-cycle which implies a more or less periodic behavior of the continuous power quality parameters. Consumer topologies such as office buildings or residential areas differ in their use of equipment. Time series analysis is used to distinguish between different consumer topologies and to identify characteristic weeks. The clustering of one-day time series is applied to identify characteristic days within the weeks of certain topologies. Based on the results, emission profiles for certain current quality parameters of different consumer topologies will be defined. Due to the characteristic harmonic current emission of certain consumer topologies which represents the typical user behaviour a classification system is developed. It is used to automatically classify the emission profiles of harmonic currents for unknown measurements and to estimate a likely consumer topology. A classification measure is introduced in order to identify unusual or false classified emission profiles. The usage behaviour of equipment by customers usually varies over the year. Subsequently, the levels of PQ parameters like harmonics may show seasonal variations which are identified by using newly defined parameters. The introduction of new device technologies on a large scale like the transition from incandescent to LED lamps might result in long-term changes to the levels of PQ parameters (e.g. harmonics). The analysis of the long-term behavior (trend) will be applied in order to quantify global trends (looking on the measurement duration as a whole) and local trends (looking on individual segments of the whole time series).

Kenntnisse über das prinzipielle Verhalten der Lasten und deren Benutzung durch die Endabnehmer sind im Wesentlichen vorhanden. Viele der aktuell notwendigen Untersuchungen benötigen jedoch Zeitreihen elektrischer Lasten, sogenannte Lastgänge. Mit der Synthese von Zeitreihen elektrischer Lasten können unter Berücksichtigung verschiedenster Anforderungen Lastgänge aufgebaut werden, wobei in dieser Arbeit der Fokus auf Haushaltsabnehmer liegt. Wichtige Eingangsdaten für die Lastgangsynthese sind die technischen Kenngrößen der elektrischen Geräte und die sozialen Kennzahlen zur Benutzung der Geräte durch die Endabnehmer. Anhand dieser Eingangsdaten wird die Lastgangsynthese durchgeführt und werden Anwendungsbeispiele dargestellt. Die Entwicklung von klassischen Versorgungsnetzen hin zu aktiven Verteilungsnetzen ist bedingt durch neue Verbraucher, wie Wärmepumpen, Elektroautos, sowie vielen dezentralen Erzeugungsanlagen. Speziell die fluktuierende Einspeisung durch Photovoltaik-Anlagen ist Anlass zur Forderung nach einem Verbrauchs- und Lastmanagement. Mit dem Verbrauchsmanagement wird die Last an die Einspeisung angepasst und das Lastmanagement berücksichtigt zusätzlich die Versorgungssituation des Netzes. Für die Lastgangsynthese werden die Haushaltsgeräte in fünf Geräteklassen unterteilt, für die spezifische Kennzahlen aus technischer und sozialer Sicht angegeben werden. Diese Kennzahlen sind Leistung pro Gerät oder Energieverbrauch pro Nutzung sowie Ausstattungsgrade, Benutzungshäufigkeiten und Zeiten für das Ein- und Ausschalten der Geräte. Damit wird ein neuer Ansatz gewählt, welcher nicht mehr auf die detaillierte Beschreibung des Bewohnerverhaltens beruht, da die Datenbereitstellung dafür äußerst schwierig war und ist. Vorzugsweise in Niederspannungsnetzen sind mit synthetischen Zeitreihen umfangreiche und umfassende Untersuchungen realisierbar. Es gibt verschiedenste Möglichkeiten, die Zeitreihen zusammenzustellen. Mit Lastgängen je Außenleiter können beispielsweise unsymmetrische Zustände der Netze analysiert werden. Zudem können auch Lastgänge für Geräte bzw. Gerätegruppen erstellt werden, welche für Potenzialanalysen des Verbrauchsmanagement essenziell sind. Der wesentliche Unterschied besteht darin, dass viele Berechnungen nicht mehr auf deterministische Extremwerte beruhen, sondern die stochastischen Eigenschaften der Endabnehmer mit den resultierenden Lastgängen berücksichtigt werden. / Distributed generation and novel loads such as electric vehicles and heat pumps require the development towards active distribution networks. Load curves are needed for the appropriate design process. This thesis presents a feasible and expandable synthesis of load curves, which is performed exemplary on residential customers with a period under review of 1 year and time steps of as little as 30 s. The data is collected for up-to-date appliances and current statics examining the way of life. The main focus lies on the input data for the synthesis and distinguishes between technical and social factors. Some thirty home appliances have been analyzed and are classified into five appliance classes by incorporating switching operations and power consumptions. The active power is the key figure for the technical perspective and the data is derived from manufacturer information. For the social perspective six different customer types are defined. They differ in sizes of household and housekeeping. The social key figures are appliance penetration rate and depending on the appliance class the turn-on time, turn-off time, operating duration or cycle duration. The elaborated two-stage synthesis is efficiently implemented in Matlab®. First, artificial load curves are created for each appliance of the households under consideration of the appliance class. In the second step, the individual load curves of the appliances are combined to load curves per line conductor. The algorithms have been validated in the implementation process by retracing the input data in the load curves. Also, the feasibility of the results is shown by comparing the key figures maximum load and power consumption to data in literature. The generated load curves allow for unsymmetrical calculations of distribution systems and can be used for probabilistic investigations of the charging of electric vehicles, the sizing of thermal storage combined with heat pumps or the integration of battery storage systems. A main advantage is the possibility to estimate the likelihood of operating conditions. The enhancement to further appliances and the changeability of the input data allows for versatile further possible investigations.

In this paper, we analyze the achievable secrecy rates in the two-hop wiretap channel with four nodes, where the transmitter and the receiver have multiple antennas while the relay and the eavesdropper have only a single antenna each. The relay is operating in amplify-and-forward mode and all the channels between the nodes are known perfectly by the transmitter. We discuss different transmission and protection schemes like artificial noise (AN). Furthermore, we introduce interference neutralization (IN) as a new protection scheme. We compare the different schemes regarding the high-SNR slope and the high-SNR power offset and illustrate the performance by simulation results. It is shown analytically as well as by numerical simulations that the high SNR performance of the proposed IN scheme is better than the one of AN.